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第九章 电磁兼容
所谓电磁兼容性（EMC）是指电子系统或设备工作在指定的环境中，不致由于无意的电磁辐射或影响而遭受或引起不能容忍的性能下降或发生故障的一种能力；同样，这一系统或设备的工作亦不应妨碍其它系统或设备的正常运行。电磁兼容性的反面即电磁干扰（
EMI），一个系统是否具有良好的EMC，必须从分析其EMI开始。
对于任何一个电子系统而言，最佳的EMC应该是从其设计开始就注意到EMI问题；如果在原始设计中没有对EMC引起足够的重视，则必须在投入使用以后，采取若干控制干扰的措施，才能使多个系统和设备共存。
我们从事的是移动通信网的无线网优工作，无论是室内多系统共存的微蜂窝的设计，或者是室外微小区的覆盖优化工作，在很大程度上就是一个对干扰的精心计算，从而达到最佳的电磁兼容的工作。因此，首先必须了解各类离散型干扰和噪声干扰的基本概念及其相应的计算方法，寻找减小电磁干扰的措施，最大限度地发掘系统本身的抗干扰机理。
第一节 离散型干扰
在G网中，应考虑的主要电磁干扰有：
同频干扰；
邻道干扰；
发信机杂散辐射和接收机的抗阻塞干扰；
互调干扰。
一、同频干扰
凡由其他信号源发送出来与有用信号的频率相同并以同样的方式进入中频通带的干扰都称为同频干扰。众所周知，同频复用是蜂房移动系统的一项最重要的核心技术，他极大地提高了频率资源的利用率，但也必然带来严重的同频干扰，系统设计者的目的就是在设备满足同频干扰抑制的前提下使同频道复用保护距离尽可能缩小，以求取频率资源的最大利用。
1）G网的同频复用保护距离
如果，我们将一个系统的整个工作频段划分为k个频率组复用的模式，即小区群中含有k个不同频率组的小区。图9－1示出了当k为3，4，7，12时的小区复用模式，其中k为3，4，7时还包括了全向和扇区两种情况。

图9－1 G网小区复用模式
图中R为小区六边形外接圆半径；D为相邻两个小区群中，频率相同的两个小区中心之间的距离，即最近同频小区距离。因此，比值D/R被用来处理同频干扰的一个重要参数，被称为同频复用保护系数，而D即为同频复用保护距离。当蜂房小区的六边形半径相同时，
（9－1）
当频率复用系数k为不同值时，根据式（9－1）便可算得不同的频率复用保护距离D。
k
3
4
7
9
12
D
3R
3.46R
4.6R
5.2R
6.0R
在一个完整的六边形蜂房系统中，第一层外围同频复用区中总是有六个同频干扰小区，这六个干扰小区的干扰信号强度最大，假设这六个干扰小区距有用信号小区的距离相等，且电波传播衰耗指数为4，则可算得
（9－2）
2）射频保护比
在一个运行的移动通信系统中，通常用载干比的dB数来表示某个小区在通信时受到的相对干扰电平，也就是该小区内接收机接收到的有用信号的载波电平与无用信号的干扰电平之比，通常也称为射频保护比。它符合累计分布统计规律。
在一个给定的小区内，这种分布取决于移动台的位置和干扰源的部位，实际上也就取决于小区规划和频率复用。为了保证向用户提供能被接受的服务质量，必须对最小的C/I值作出规定；同时，也完全没有必要让服务质量过多地超过最低的质量要求，因为这样必然引起成本增加。也就是说，对移动电信网的实际要求并非是最高的质量，而是以最低的成本使质量保持在某个门槛值以上。
通常C与I之间不存在相关性。C是随着传播模式的变化和基站到移动台之间的距离而改变；I取决于离开干扰源的远近，而干扰源是来自最近的同频小区，也就取决于频率复用系数。
C的分布首先由传播模式决定，其二受移动台所处位置的影响。决定小区覆盖范围的不仅是本小区的传播特性，还与相邻小区的传播情况和越区切换的算法有关。另外，功率控制、不连续发射，是否开启跳频以及采用扇形分区等技术措施都将影响C/I的累计分布性能。
图9－2表示存在越区切换时对小区通信概率的影响。

图9－2 越区切换对接收信号强度分布的影响
图中的曲线A是没有越区切换的情况；曲线B是以距离作为判决准则的情况，此时小区存在确切的边界；曲线C是以接收场强作为判决准则的情况（采用基本传播模式，复用系数为12）。在没有越区切换的情况下，小区覆盖半径达到最大，但其边缘信号强度就比较弱，对整个小区来说低信号强度的出现概率就会明显增大。曲线B是将越区切换的算法立足于通信距离的测量，小区存在明确的地理边界，这种情况不常用但对于某些具有明显边界特征的小区来说也有意义。曲线C较接近现实情况，越区切换判决以移动台收到的信号强度为准，通常的算法是使用6dB的滞后量，因此小区没有确切的地理边界。从图9－2可以看到，曲线C与曲线B相比，在累计概率为10％时信号强度提高了4dB，可见以接收场强为准的切换算法性能最佳。
对于功率控制和不连续发射（DTX）对干扰电平累计分布的影响示于图9－3中

图9－3 功率控制和不连续发射对干扰电平累计分布的影响
其中曲线A是复用系数为“3”，不加任何措施时同频干扰的概率分布；加上功率控制以后，大量的移动台工作在低于其额定功率的电平上，且愈是靠近基站的移动台发射功率受控愈深，这使得干扰的累计分布产生下降的趋势，如图中曲线B所示。对于话音通信，典型的有效通信时间只有40％，此时，如果使用不连续发射（此项性能是由运行商决定的可选项）以后，就可使干扰电平的影响从曲线B移到曲线C。例如，原来有50％的干扰电平低于 －120dB；使用DTX后75％的干扰电平低于－120dB，改善的程度是相当明显的（如图中的虚线所示）。
未开启跳频的情况下，同频干扰通常是由2到6个干扰源叠加，其中有一个起主要作用引起通信质量恶化。开启跳频以后，至少在上行方向的情况就大为不同。如选用了某种跳频序列，能使得小区内的移动台只在一部分时间对基站该通信频道（时隙）产生干扰，通常这被称为干扰分集作用。跳频的启用，使强干扰所引起的信号严重损伤不再以连续的形式出现，而是在不同的突发脉冲序列间断性地出现。参与跳频的频率数量越多，出现强干扰的间隔时间越长，其抗干扰性能也越明显。
在工程设计中，通常给定的G网射频保护比是
C/I≥9dB 带跳频
和 C/I≥12dB 无跳频
3) 高度增益和功率增益
当进行宏小区設计时,运营部门通常不希望改变原有的频率复用计划.此时, 設计 工程师应以移动台的高度(hm=1.5m)和功率(Pm=2w=+33dBm)作为参考点,计算新的发射点的增益系数△G . 当新天线的增益与移动台天线增益相同时,
△G = 20log(h/hm) +10log(P/Pm) …… (9 – 3 )
当△G<=0 dB时,将不会影响原有的频率复用计划.
例如: 宏小区内利用路灯杆架设天线,如果架设天线高度为3米, 当新天线的增益与移动台天线增益相同时,其最大允许辐射功率是多少?
令 20log(3/1.5) + 10log(P/2) = 0
10log(P/2) = -6 dB
∴ P = 0.5W
二、邻道干扰
邻道干扰主要取决于发信机的射频频谱和接收机的中频选择性。
由于GSM调制信号的突发特性，其输出射频频谱应主要考虑由于调制和功率电平切换而引起的对相邻信道的干扰。而在接收端，特别是移动台接收机，由于体积限制，中频滤波器的矩形系数也受一定的限制。
在GSM规范中，邻道干扰的指标是
C/I≥－9dB ±200kHz
C/I≥－41dB ±400kHz
因此，它对小区规划的影响就是相邻小区不能使用频率相邻（±200kHz）的频道。
三、杂散辐射和阻塞
发信机的杂散辐射是指用标准测试信号调制时在除载频和邻道以外离散频率上的辐射。杂散辐射按其来源的不同可分为传导型和辐射型两种。传导型杂散辐射是指由天线连接器处或进入电源引线（仅指基站）引起的任何杂散辐射；辐射型杂散辐射是指由于机箱以及设备的结构而引起的任何杂散辐射。有关G网杂散辐射的指标要求我们已经在第四章中作了介绍。
与发信机杂散辐射相对应的是接收机的抗阻塞和杂散响应抑制性能，当然，接收机所收到的杂散干扰不仅来自于其对应的发信端，而主要来自系统内和系统外其他发信机的信号，这些信号的频谱可以从低端（100kHz）直至几十GHz。
在规划多系统共址的微蜂窝系统时，必须对相互造成的强阻塞进行计算，只有满足各自的抗阻塞干扰指标的前提下，才能实现共址。这一点我们将在本章第三节中详述。
四、互调干扰
互调通常是由于有源器件的非线性所引起的，特殊情况下，如磁性器件，不同金属的接插，天线和电缆接头进水等情况也会产生非线性而引起互调。
由于奇阶互调产物非常靠近主信号，且阶数愈低互调产物愈高，频率也愈靠近主信号，因此，通常在工程上仅考虑三阶互调产物。
1）发信机的互调衰减
衡量一个放大器线性的指标是阻塞点，或称互调截获点，即图9－4中的Q点，它的定义是：在这一输出电平点上，互调产物的电平与有用信号的电平相等。

图9－4 互调（IM）原理
图中，上面一条表示基波分量，静态增益为G0，其输入输出间呈线性关系，即S＝1；而互调产物的斜率以幂次增加，图9－4中下面第一条表示为三阶互调产物，其S＝3。我们可以把基波信号的输出响应分成三段：第一段是线性区域段，该段（自0点到P点）内放大器呈线性放大特点；第三段为饱和区域段，该段自Q点往右，其特点是输出将不随输入的增加而变化，趋饱和状态直至烧坏；中间第二段自P至Q为过渡区，该段内呈现严重的非线性。P点是输入输出开始呈现非线性的起始点，也就是说如果我们按1dB步级增加输入，在第一段线性区域内，输出也将按1dB步级（G0＋1dB）增加，但到P点时，输出增量将低于1dB；我们将P点称为“1dB处的输出功率增益压缩点”。
通常，P点对应的输出功率POP减去1dB即为发信机的额定输出功率，而额定输出功率时的三阶互调产物（IMp）3＝2×(POQ－POP)，如图9－4所列应为2×（10－1）＝18dB。也有的产品目录中列出了某测试电平（比额定输出功率低）时的三阶互调产物，此时，需先求得该测试电平的输出补偿电平，即测试值比额定输出功率低的dB数，如图中的Y1，（＝POP－1dB－POT），随后，才可求得当输出为POT时的三阶互调产物电平。
（9－4）
2）合路器的互调衰减
通常，在多载频系统中为了减小互调输出，不采用先合路再放大的方式，而是采用各路单独放大后再合路的方式，此时，也应保证因合路而产生的互调低于单路放大器互调衰减指标。
图9－5所示为两路信号采用电桥合路的原理图。实线为信号正常输出路径，虚线为产生互调的非正常路径，其互调衰减值取决于放大器的非线性和电桥H的隔离度。

A1
A2
P1
P2
H
P01
P02

图9－5 两载频电桥合路原理图
如图9－5，输出功率
Po1＝P1－Hl（H的插损） （dBm）
三阶互调产物绝对电平
PIM＝P1－HS－PI－HP （dBm）
三阶互调产物相对电平
PˊIM＝PO1－PIM＝HS＋PI
其中，HS为电桥隔离度，PI为放大器三阶互调衰减指标。
3）接收机的互调响应抑制
AI
有用信号
互调分量
f0
f1
f2
f
当接收机在正常接收有用信号时，如果在其输入端同时存在两个或两个以上强干扰信号，且其频率关系符合互调的特定关系，则将影响接收机接收有用信号的能力。接收机的互调响应抑制能力取决于其前端有源部分的线性度。图9－6所示为三阶互调响应抑制的示意图。

图9－6 接收机三阶互调响应
图中，干扰频率的特定关系是2f2－f1＝f0。而产生的互调分量应与有用信号重叠，因此，在工程上，对互调分量的抑制应该与同频干扰同样对待，只有当互调分量比有用信号低12dB以下时，系统才能正常工作。
在测试接收机互调响应抑制时，需用三个信号源，首先加入有用信号至灵敏度指标（例如－102dBm），再提高3dB，随后调节干扰信号源到特定频率f2和f1，其中一个为载波未调信号另一个为载波已调信号，加大干扰电平直至接收机性能恶化回到灵敏度指标时的性能为止，此时的干扰电平相对于灵敏度的电平即为接收机互调响应抑制。

第二节 时分多址系统的抗干扰性能
两个时分多址系统需要合路时，除了热噪声增加以外，最重要的是计算离散干扰的影响。通常主要的计算环节是：
1） 了解这两个系统的技术指标，包括同频干扰抑制、抗阻塞干扰抑制以及发射功率和杂散电平等；
2） 甲系统的主信号对乙系统造成的阻塞，计算乙系统的抗阻塞干扰抑制能否满足指标；
3） 甲系统的杂散发射电平是否影响乙系统同频干扰抑制指标。
合 路 器
＋33dBm
－30dBm
－47dBm
80dB
－5dBm
－95dBm
+7dB
90dB
>17dB
－116dBm
80+6dB
GSM
PHS
由于系统多多，指标各异，下面我们以GSM和PHS两个系统的合路为例，作一实际计算。如图9－7所示。

图9－7 GSM/PHS合路干扰计算
一、首先，我们从系统规范中查得相关技术指标列于表9－1
表9－1 相关技术指标

GSM
PHS
下行发信功率
＋33dBm
＋10dBm
下行杂散辐射
≤1GHz －36dBM
带内 －103dBM
>1GHz －30dBm
－90dBc
上行接收灵敏度
－104dBm
－95dBm
同频干扰保护比
12dB
17dB
阻塞干扰保护比
≤1GHz－57dBm
>1GHz－47dBm
90dB
二、计算相互阻塞
1）GSM对PHS的阻塞
如图9－2，GSM下行Pt＝＋33dBm，因合路器PHS端对GSM频段的衰减为80dB，所以GSM下行主信号到PHS接收端的阻塞电平是＋33dBm－80dB＝－47dBm；而PHS上行接收灵敏度为－95dBm，接收机抗阻塞干扰抑制为90dB，也就是说它可以容忍－5dBm的阻塞干扰。因为－5dBm>>－47dBm，所以GSM主信号将不会造成对PHS的阻塞。
2）反之，PHS下行主信号对GSM的阻塞也可同样计算。
三、计算杂散辐射
1）GSM杂散辐射对PHS的影响
如图9－2虚线所示，Pt＝＋33dBm，>1GH2的杂散辐射为－30dBm；合路器GSM端对PHS频段的衰减也为80dB，加上合路器插损6dB，因此，GSM在PHS频段的杂散辐射电平应为－30dBm－80dB－6dB＝－116dBm；而PHS上行接收灵敏度为－95dBm，接收机抗同频干扰抑制为17dB，也就是说它可以容忍的同频干扰是－112dBm，因为－112dBm >－116dBm，所以GSM下行的杂散辐射不会影响PHS系统的同频干扰保护比。
2）反之，因为PHS的杂散辐射指标为－90dBc。也可同样计算不会影响GSM系统的同频干扰保护比。
任何其他TDMA系统的合路，都可如上述方法计算，读者可试之。

第三节 码分多址系统的容量与噪声
在第一章中，我们已经对码分多址系统的抗干扰性能作了初步介绍，并给出了IS-95CDMA系统容量与噪声的某些关系。由图1－8及式（1－24）可知，码分系统的抗干扰性能与系统的扩频增益有关。
即 Gp＝10log
不同的码分系统，其Gp值是不同的。它随射频信道带宽增大而提高，且随着信息速率的提高而降低。表9－2列出2G和3G中码分系统的Gp值。
在分析容量与噪声以及受干扰情况下容量的变化时，我们先不考虑功率控制与“软容量”的概念。
表9－2 不同码分多址系统的扩频增益

射频带宽B（MHz）
信息速率Rb(Kbits/s)
扩频增益Gp（dB）
IS-95CDMA
1.2288
9.6
21.0
cdma2000
1.2288
9.6～144
21.0～9.3
WCDMA
4.096
384
10.3
WLAN
22
1～11 Mbps
13～3
一、单小区仅有区内自干扰的情况
此时无邻小区的干扰，假定共有M个业务信道，则仅有一个是有用信号，其余（M－1）个信道均为干扰，这类干扰称为区内自干扰，当信号与干扰遵循同样的传输衰减规律时，可得：

则业务信道数
（9－5）
二、单小区存在区内自干扰再加其它系统的干扰Ib
设当Ib存在时，业务信道数降为Mb，则

设，此项即表示因Ib的存在容量下降的百分比。

即允许的干扰
（9－6）
例如：一个单小区系统M＝30，若允许容量下降βb＝2％，则可以承受的干扰Ib应为

式(9-6)的物理意义是很清楚的,因为Mxβb =Mx(1-Mb/M)=M–Mb,它表明当Ib(干扰电平)等于C(信号电平)时,系统将损失一个信道; 当Ib比C大3dB时, 系统将损失俩个信道,等等.
三、多小区（存在相邻小区）的情况
此时，除了区内自干扰以外，需考虑相邻小区干扰Ia，而业务信道则对应降为Ma，则

即
设，表示因Ia的存在容量下降的百分比

即允许的干扰
（9－7）
通常也可引入一个参数F，即区内自干扰占全部干扰的百分比，即：

代入（9－7），可得：
（9－8）
例如：一个单小区系统M＝40，当考虑到相邻小区的存在时，其Ma下降到24。即βa＝1－24/40＝40％。则可求得。即当区内自干扰占全部干扰的70％时，容量将下降40%。
图9－8所示是以F为参变数的计算机模拟曲线，其横坐标为自干扰Io与信号C的相对电平，而纵坐标用βa·M表示，βa·M即M－Ma表示随着干扰Io电平的变化，信道容量的下降。例如，当F＝60％时，当Io/C为2dB时，信道容量减少1个。
图9－9与图9－8类同，只是将纵坐标变换为容量下降百分比，同样当Io/C为2dB时，对于F＝60％，且M＝30的系统，其容量下降了3％。

图9－8

图9－9 M＝30
实际上，当未采用功率控制技术时，对于全向小区覆盖方式，如图9－8所示，其邻近小区干扰的百分比计算如表9－3所示。它表明移动台在本小区的覆盖边缘所接收到的邻近小区干扰分配状况。
表9－3 全向小区干扰百分比
层序
该层小区产生的干扰占总干扰百分比
干扰小区数目
百分比
K0
60.8%
1
60.8％
K1
6%
6
36％
K2
0.2%
12
2.4％
K3
0.03%
18
0.54％
K4
0.01%
24
0.24％
由表9－3可见，此时F＝60.8％。代入式（9－8）可知，在同样未采用功控技术的情况下，多小区与单小区相比，其容量将下降。
当然，在C网运行中，肯定是采用了功率控制技术，此时，相邻小区和自小区的干扰电平都将大大地降低，其容量的下降也不会如此地多。根据功率控制的不同情况其容量下降也有所不同。如表9－4所示。
表9－4 正向功率控制与小区容量

有邻区干扰情况
单小区情况（无邻区干扰）
无功率控制
N＝0
功率控制方案
N＝1
N＝2
N＝3
基站总发射功率
MPr
（2/3M）Pr
（1/2M）Pr
（2/5M）pr
MPr
M
9.736
14.2
18.87
23.67
30.25
M（每小区信道数）
M＝M/R
67％
53％
38％
22％
0
对应容量下降百分比βa
7.32
10.67
14.19
17.8
22.74
F
60％
65.4％
72.5％
81.2％
100％
由表9－4可见，随着正向功率控制采用使基站总发射功率的下降，自小区干扰所占比例逐步增高，而小区容量下降百分比将逐步减小，小区容量将增加。
四、多小区（有相邻小区）再加一个外加干扰的情况
设外加干扰为IC，此时容量将由M下降为MC，则

即

设表示因Ia和Ic同时存在容量下降的百分比

即允许的干扰
（9－9）
式（9－9）表明，由于IC的存在，将在Ia存在的基础上进一步降低容量。
例如，由于Ia的存在，在无功率控制情况下容量下降βa＝67％，使小区容量从单小区的30.25降低到9.736（见表9－4），如果由于IC的存在允许容量再下降3％，则可计算得

即

如果用参数F代入式（9－9），可求得
（9－10）
或
（9－11）