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*********学院毕业设计（论文）

直流调速系统的计算机控制设计

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*****学院自动化与信息工程学院

****年**月
摘要

摘 要

为提高直流调速系统的性能，介绍了采用TMS320LF2407A为控制核心、H桥直流斩波驱动、电流内环与速度外环PI调节以及转速测量等环节都实现全数字化的微机控制 双闭环调速系统。分析了系统的全数字化调速原理，阐述了双闭环调速系统的硬件组成和软件设计。

关键字：DSP;PWM;双闭环;直流调速

ABSTRACT

In order to get good performance in DC motor speed control systems，this paper introduces double closed PWM systems of velocity modulation of direct current motor based on DSP，this systern come ture thdigitalcontro1． In the paper， speed control theory and hardware and software are described in detail，this speed control of system have achieved the enterprise produces production request．The experiment indicates that this control system structure is simple and perform ance is good．

KEY WORDS ：DSP;PWM;double closed;speed control
I
目录

目 录

摘 要 I
ABSTRACT II
目 录 III
第1章 绪 论 1
1.1课题概述 1
1.2直流调速系统的发展概况 1
1.2.1直流调速系统的国外研究概况 1
1.2.2直流调速系统的国内研究概况 2
1.3直流脉宽调速系统控制策略的概况 2
1.4本文研究的主要内容 3
2.1 调速系统的性能指标 4
2.1.1 稳态性能指标 5
2.1.2 动态指标 6
2.2 PWM直流调速系统 8
2.2.1直流电动机双极性驱动可逆PWM系统 8
本设计拟采用H型双极性可逆PWM系统，如图2-4所示。 8
3.1转速、电流双闭环调速系统及其静特性 13
3.2 动态抗扰性能分析 16
3.3转速和电流两个调节器的作用 16
3.4 直流脉宽调整系统的工程设计方法 17
3.4.1 直流脉宽调速系统 17
3.4.2电流调节器的设计 18
3.4.3转速环的设计 20
3.5直流脉宽调速系统设计 22
第4章 基于DSP的控制系统硬件设计 29
4.1系统组成 29
4.2 系统控制策略 29
4.3 可逆PWM变换器 31
4.4 H桥驱动电路 31
4.5电流检测单元的设计 31
4.5.1电流检测原理 31
4.5.2电流检测的主要接口电路 32
4.6速度检测单元的设计 32
4.7电源电路设计 35
第5章 直流电动机的控制系统软件设计 36
5.1 DSP开发环境 36
5.2 TMS32OLF2407控制器介绍 36
5.2.1事件管理器模块EVA和EVB 36
5.2.2片内外设 37
5.3 定点DSP的数据Q格式表示方式 37
5.4系统的软件设计 38
5.4.1主程序模块 38
5.4.2 PWM波形生成子程序 38
5.4.3 A/D中断处理子程序 40
5.5 数字PI控制 41
5.6 双极性可逆PWM系统DSP控制方法及编程例子 41
第6章 结束语 43
致 谢 44
参考文献 45
附 录 47

第1章 绪 论
1.1课题概述
直流电动机是最早出现的电动机，也是最早能实现调速的电动机。长期以来，直流电动机一直占据着调速控制的统治地位。由于它具有良好的线性调速特性，简单的控制性能，高的效率，优异的动态特性;尽管近年来不断受到其他电动机(如交流变频电机、步进电机等)的挑战，但到目前为止，它仍然是大多数调速控制电动机的优先选择。
近年来，直流电动机的结构和控制方式都发生了很大变化。随着计算机进入控制领域以及新型的电力电子功率元件的不断出现，使采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制(Pulse Width Modulation，简称PWM)控制方式已成为绝对主流。同时，随着数字信号处理器DSP的出现，给直流调速控制提供了新的手段和方法。这种控制方式很容易在DSP控制中实现，从而为直流电动机控制数字化提供了契机。
1.2直流调速系统的发展概况
五十多年来，直流电气传动经历了重大的变革。首先，实现了整流器件的更新换代，从50年代的使用己久的直流发电机一电动机组(简称G-M系统)及水银整流装置，到60年代的晶闸管一电动机调速系统(简称VM系统)，使得变流技术产生了根本的变革。再到脉宽调制((Pulse Width Modulation)变换器的产生不仅在经济性和可靠性上有所提高，而且在技术性能上也显示了很大的优越性，使电气传动完成了一次大的飞跃。另外，集成运算放大器和众多的电子模块的出现，不断促进了控制系统结构的变化。随着计算机技术和通信技术的发展，数字信号处理器DSP应用于控制系统，控制电路己实现高集成化，小型化，高可靠性及低成本。以上技术的应用，使系统的性能指标大幅度提高，应用范围不断扩大。由于系统的调速精度高，调速范围广，所以，在对调速性能要求较高的场合，一般都采用直流电气传动。技术迅速发展，走向成熟化、完善化、系统化、标准化，在可逆、宽调速、高精度的电气传动领域中一直居于垄断地位。
(1) 1.2.1直流调速系统的国外研究概况

41
随着各种处理器的出现和发展，国外对直流电动机控制调速系统的研究也在不断的发展和完善，尤其在80年代在这方面的研究达到空前的繁荣。大型直流电动机的调速系统一般采用晶闸管触发脉冲来实现，研究人员对控制算法作了大量的研究:有的提出内模控制的算法、有的提出了I-P控制器取代PI调节器的方法、有的提出了自适应PID算法等。
目前，国外一些电气公司，如瑞典的ABB、德国的西门子、 AEG、日木的三菱、东芝、美国的GE，西屋等，均己开发出数字装置，有成熟的系列化、标准化、模板化的应用产品供选择。例如西门子公司生产的SIMOREG-6RA70全数字直流驱动装置，其结构紧凑，用于直流电动机电枢和励磁供电，完成调速任务，设计电流范围30至2000A。根据不同的应用场合，可选择单象限或四象限运行的装置，装置本身带有参数设定单元，不需要其他任何附加设备便可完成参数的设定。
1.2.2直流调速系统的国内研究概况
目前，国内各大专院校、科研单位和厂家也都在开发直流数字调速装置。
由于DSP以数字信号工作，控制手段灵活方便，抗干扰能力强。所以，数字系统的控制精度和可靠性比模拟系统大大提高。而且通过系统总线，数字控制系统能与管理计算机、过程计算机、远程电控装置进行信息交换，实现生产过程的分级自动化控制。所以，直流传动控制采用DSP实现数字化，使系统进入一个崭新阶段。
1.3直流脉宽调速系统控制策略的概况
采样全数字化控制，不仅可以大大降低控制电路的复杂程度，提高设计和制造的灵活性，而且可以采用更先进的控制策略，从而提高电机运行的快速性和稳定性。
在现代控制理论和智能控制策略应用方面，一些新的控制方式如模糊控制、自适应控制、神经网络控制、滑模变结构控制，专家系统控制等也逐步进入了电力电子控制领域，使控制性能更稳定，制造成本更低。
1.3.1 PI控制
PI控制是一种具有几十年应用经验的控制算法，它在模拟控制调速系统中己经得到了广泛的应用。由PI调节器构成的滞后校正，只要在控制系统的前向通道上、扰动作用点之前含有积分环节，可以保证稳态精度，不会引起稳态误差，但却是以对快速性的限制来换取系统稳定的。一般的调速系统要求以稳和准为主，对快速性要求不高，所以常用PI调节器。早期的系统的控制，多为模拟PI控制器进行调节，其动态性能不会令人满意。单片机及 DSP的出现，使这个问题迅速解决，如今各种补偿措施已经方便地应用于调速系统的数字PI控制之中，使得调速系统的数字PI控制效果得以改善。
1.4本文研究的主要内容
论文深入分析了直流脉宽调速系统的各部分结构和工作原理，详细介绍了TMS320F2407DSP的功能特点，给出了数字式控制的系统构成，各个功能模块的软件和硬件的具体实现方法。最后对本文设计的直流脉宽调速系统的性能做了实验和总结。
本文的主要研究内容如下:
1.设计了一套基于TMS320F2407DSP的直流电动机调速系统;
2.从直流脉宽调速系统的特点出发，分析了该系统，并以此系统为基础，给出了一套适合于直流电动机控制算法的控制规则。
第2章 闭环控制的直流调速系统
人为机械特性方程式为：
(2-1)
式中，UN、φN——额定电枢电压、额定磁通量；
Ke、Kt——与电机有关的常数；
Rad、Ra——电枢外加电阻、电枢内电阻；
n0、Δn载转速、转速降；
T—周期。
可得，当分别改变UN、ΦN和Rad时，可以得到不同的转速!，从而实现对速度的调节。由于Φ=F(If),当改变励磁电流If时，可以改变磁通量Φ的大小，从而达到改变磁通调速的目的。但由于励磁线圈发热和电动机磁饱和的限制，电动机的励磁电流If和磁通量Φ只能在低于其额定值的范围内调节，故只能弱磁调速。而对于调节电枢外加电阻Rad时，会使机械特性变软，导致电机带负载能力减弱。
特性，通过改变电枢电压调节直流电机速度的方法被广泛采用。改变电枢电压可通过多种途径实现，如利用晶闸管供电速度控制系统、大功率晶体管速度控制系统、直流发电机供电速度控制系统及晶体管直流脉宽调速系统等。
2.1 调速系统的性能指标
一台需要转速控制的设备，其生产工艺对控制性能都有一定的要求，例如本文设计的调试系统要求稳态无静差，动态过渡过程时间ts≤0.1s,电流超调量%≤5%，空载起动到额定转速时的转速超调量%≤10%。所有这些要求，都可以转化成运动控制系统的稳态和动态指标，作为设计系统时的依据[1]。
各种生产机械对调速系统提出了不同的转速控制要求，归纳起来有以下三个方面：
（1）调速。在一定的最高转速和最低转速范围内，分档（有级）地或者平滑（无级）地调节转速。
（2）稳速。以一定的精度在所需转速上稳定地运行，不因各种可能的外来干扰（如负载变化、电网电压波动等）而产生过大的转速波动，以确保产品质量。
（3）加、减速控制。对频繁起、制动的设备要求尽快地加、减速，缩短起、制动时间，以提高生产率；对不宜经受剧烈速度变化的生产机械，则要求起、制动尽量平稳。
以上三个方面有时都须具备，有时只要求其中一项或两项，其中有些方面之间可能还是相互矛盾的。为了定量地分析问题，一般规定几种性能指标，以便衡量一个调速系统的性能。
2.1.1 稳态性能指标
运动控制系统稳定运行时的性能指标称为稳态指标，又称静态指标。例如，调速系统稳态运行时调速范围和静差率，位置随动系统的定位精度和速度跟踪精度，张力控制系统的稳态张力误差等等。下面我们具体分析调速系统的稳态指标。
（1）调速范围D
生产机械要求电动机能达到的最高转速nmax和最低转速nmin之比称为调速范围，用字母D表示，即
(2—2)
其中nmax和nmin一般指额定负载时的转速，对于少数负载很轻的机械，例如精密磨床，也可以用实际负载的转速。在设计调速系统时，通常视nmax为电动机的额定转速nnom。
（2）静差率S
当系统在某一转速下运行时，负载由理想空载变到额定负载时所对应的转速降落Δnnom与理想空载转速n0称为静差率S，即
(2—3)
显然，静差率表示调速系统在负载变化下转速的稳定程度，它和机械特性的硬度有关，特性越硬，静差率越小，转速的稳定程度就越高。
由此可见，调速范围和静差率这两项指标并不是孤立的，必须同时提高才有意义。
2.1.2 动态指标
运动控制系统在过渡过程中的性能指标称为动态指标，动态指标包括跟随性能指标和抗扰性能指标两类。
（1）跟随性能指标
在给定信号（或称参考输入信号）R（t）的作用下，系统输出量C（t）的变化情况用跟随性能指标来描述。对于不同变化方式的给定信号，其输出响应不一样。通常，跟随性能指标是在初始条件为零的情况下，以系统对单位阶跃输入信号的输出响应（称为单位阶跃响应）为依据提出的，如图2-1所示。具体的跟随性指标有下述几项：

图 2—1 跟随性能指标的单位阶跃响应曲线
1.上升时间tr
单位阶跃响应曲线从零起第一次上升到稳态值所需的时间称为上升时间，它表示动态响应的快速性。
2.超调量
动态过程中，输出量超过输出稳态值的最大偏差与稳态值之比，用百分数表示，叫做超调量，即
(2—4)
超调量用来说明系统的相对稳定性，超调量越小，说明系统的相对稳定性越好，即动态响应比较平稳。
3.调节时间ts
调节时间又称过渡过程时间，它衡量系统整个动态响应过程的快慢。原则上它应该是系统从给定信号阶跃变化起，到输出量完全稳定下来为止的时间，对于线性控制系统，理论上要到才真正稳定。实际应用中，一般将单位阶跃响应曲线衰减到与稳态值的误差进入并且不再超出允许误差带（通常取稳态值的±5%或±2%）所需的最小时间定义为调节时间。
（2） 抗扰性能指标

图 2—2 突加扰动的动态过程和抗扰性能指标

图2-2 突加扰动时的动态过程和抗扰性能指标
1．动态降落△Cmax%
系统稳定运行时，突加一个约定的标准的负扰动量，在过渡过程中所引起的输出量最大降落值△Cmax叫做动态降落，用输出量原稳态值C∞1的百分数来表示。输出量在动态降落后逐渐恢复，达到新的稳态值C∞2（C∞1- C∞2)是系统在该扰动作用下的稳态降落。
2．恢复时间tv
从阶跃扰动作用开始，到输出量基本上恢复稳态，距新稳态值C∞2之差进入某基准量Cb的±5%（或±2%）范围之内所需的时间，定义为恢复时间tv，其中Cb称为抗扰指标中输出量的基准值。
调速系统的动态指标以抗扰性能为主，而随动系统指标则以跟随性能为主。
2.2 PWM直流调速系统
调速系统的主电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。图2-3是脉宽调制型调速系统原理图和波形图。开关VT表示脉宽调制器，调速系统的外加电源Us，为固定的直流电压，当开关VT闭合时，直流电流经过VT给电动机M供电；开关VT断开时，直流电源供给M的电流被切断，M的储能经二极管VD续流，电枢两端电压接近为零。如果开关VT按照某固定频率开闭而改变周期内的接通时间时，控制脉冲宽度相应改变，从而改变了电动机两端平均电压，达到调速目的。

图2-3（a) 原理图 （b) 波形图
2.2.1直流电动机双极性驱动可逆PWM系统
本设计拟采用H型双极性可逆PWM系统，如图2-4所示。

图2-4 H型双极性可逆PWM驱动系统
H型驱动电路的开关器件分为VT1, VT4和VT2, VT3两组进行通、断控制。组内两器件VTl, VT4同时导通或关断，两组间的器件VTI, VT4和VT2,VT3则是交替的导通和关断，其栅极驱动信号规律为，。
工作状态与波形如下:
(a)正向运行，如图2-5所示
第1阶段，当电机工作在轻载情况下，在0≤t <ton期间， , 为正，VT1和VT4导通;, 为负，VT2和VT3截止。电枢电流沿回路1(经VTl和VT4)流通，电动机两端电压+。
第2阶段，在≤<期间， ,为负，VTI和VT4截止;,为正，在电枢电感的作用下，电枢电流沿回路2(经VD2和VD3 )流通，电动机两端电压。

图2-5正向电动运行时电压，电流波行
(b)反向运行，如图2-6所示
第1阶段，在0≤<期间，,为负，VT2和VT3截止，VD1, VD4续流，并钳位使VT1和VT4截止。电枢电流-沿回路4(经VD4和VD1)流通，电动机两端电压。
第2阶段，在<期间，,为正，VT2和VT3导通，,为负，使VTl和VT4保持截止。电枢电流-沿回路3(经VT2和VT3)流通，电动机两端电压。

图2-6反向电动运行时电压，电流波行
双极性驱动是指在一个PWM周期里，电机电枢的电压极性呈正负变化。因此其平均电压计算公式为
(2—5)
式中a=/T为PWM波形的占空比;
电枢绕组所受的平均电压取决于占空比a的大小，当a =0时，，电动机反行，且速度最大;当a=1时，，电动机正行，且速度最大;当a=1/2时，Ua = 0，电动机不动。但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。但是这个交变电流使电动机产生高频微振，可以消除电动机正、反向切换时的静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用，有利于快速切换。
双极式可逆PWM变换器的优点是:电流一定连续，可以使电动机实现四象限动行;电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区;低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于保证器件的可靠导通;低速平稳性好，可达到很宽的调速范围。双极式可逆PWM变换器存在如下缺点:在工作过程中，四个电力电子器件可能都处于开关状态，开关损耗大，而且容易发生上、下两只电力电子器件直通的事故，为了防止直通，在上下桥臂的驱动脉冲之间，应设置逻辑延时。
第3章 双闭环直流调速系统和调节器的工作设计
3.1转速、电流双闭环调速系统及其静特性
一．问题的提出
第二章中已经表明，采用转速负反馈和PI调节器的单闭环调速系统可以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动、突加负载动态速降小等等，单闭环系统就难以满足需要。达主要是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程的电流或转矩。
在单闭环调速系统中，只有电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只是在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动时的电流和转速波形如图3-1a)所示。当电流从最大值降低下来以后，电机转矩也随之减小，因而加速过程必然拖长。

图3-1 调速系统起动过程的电流和转速波形
a）带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程b）理想快速起动过程
对于像龙门刨床、可逆轧钢机那样的经常正反转运行的调速系统，尽量缩短起制动过程的时间是提高生产力的重要因素。为此，在电机最大电流(转矩)受限的条件下，希望充分利用电机的允许过载能力，最好是过渡过程中始终保持电流(转矩)为允许的最大值、使电力拖动系统尽可能用最大的加速度起动，到达稳态转速后，又让电流立即降低下来．使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。这样的理想起动过程波
形示于图3-1b)，这时，起动电流是方形波，而转速是线性增长的：这是在最大电流(转矩)受限制的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。
实际上由于主电路电感的作用，电流不能突跳，图3-1b)所示的理想波形只能得到近似的逼近，不能完全实现。为了实现在允许条件下尽快起动，关键是要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变；那么采用电流负反馈就应该能得到近似的恒流过程。问题是希望在起动过程中只有电流负反馈，而不能让它和转速负反馈同时加到一个调节器的输入端；到达稳态转速后，又希望只要转速负反馈，不再靠电流负反馈发挥主要的作用。怎样才能做到这种既存在转速和电流两种负反馈作用，又使它们只能分别在不同的阶段起作用呢?双闭环调速系统正是用来解决这个问题的。
二．转速、电流双闭环直流PWM控制系统构成原理
为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级联接；这就是说，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节器在外边，叫做外环。这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。
直流PWM控制系统是直流脉宽调制式调速控制系统的简称，与晶闸管直流调速系统的区别在于用直流PWM变换器取代了晶闸管变流装置，作为系统的功率驱动器，系统构成原理图，如图3-2所示。其中属于脉宽调制系统主要由调制波发生器GM，脉宽调制器UPW，逻辑延时环节DLD和电力晶体管基极的驱动器GD和脉宽调制（PWM）
变换器组成。最关键的部件为脉宽调制器。

图3-2 双闭环直流PWM系统结构图
模拟式脉宽调制器本质为电压-脉宽变换装置，它是由一个运算放大器和几个输入信号构成电压比较器。运算放大器工作在开环状态，在电流调节器的输出控制信号的控制下，产生一个等幅，宽度受控制的方波脉冲序列，为PWM变频器提供所需要的脉冲信号。脉宽调制器按所加输入端调制信号不同，可分为锯齿波脉宽调制器，三角波脉宽调制器。目前应用较多脉宽调制信号由数字方法来产生，如专用集成PWM控制电路及单片微机所构成的脉宽调制器。
脉宽调制变换器多采用由全控型电力晶体管构成H形双极性可逆控制电路，它将脉宽调制脉冲序列进行电流，电压放大，推动执行电动机转动。图中逻辑延时环节DLD保证在一个管子发出关断脉冲时，经延时后再发出对另一个管子的开通脉冲。在延时环节中引入瞬时动作限流保护FA信号，一旦桥臂电流超过允许最大电流值时，使工作管子同时封锁，以保护电力晶体管。应当注意：PWM变换器输出电压为正，负幅度等于电源电压的矩形脉冲，脉冲的频率和宽度与有关。输出电压中含有直流分量和各次谐波分量，电动机将在各谐波分量作用下强迫振动，实现“动力润滑”。当设计脉冲频率比电动机固有频率高得多时，振幅十分小，所引起的转速误差和角误差可忽略不计。真正起作用的仍是直流分量，电动机转速的在小和方向取决于输出电压的大小和极性。
直流PWM调速系统设计中应考虑主要问题：根据系统的要求，合理地确定脉宽调制器的工作振荡频率，确定脉宽调制变换器的主电路的形式和选择大功率晶体管的参数。
3.2 动态抗扰性能分析
一般来说，双闭环调速系统具有比较满意的动态性能。对于调速系统，最重要的动态性能是抗扰性能。主要是抗负载扰动和抗电网电压扰动的性能。
1. 抗负载扰动

图3-3 直流调速系统的动态抗负载抗扰作用
由图3-3可以看出，负载扰动作用在电流环之后，因此只能靠转速调节器ASR来产生抗负载扰动的作用。在设计ASR时，应要求有较好的抗扰性能指标。
2. 抗电源电压扰动

图3-4 直流调速系统的动态抗扰作用
在单闭环调速系统中，电网电压扰动的作用点离被调量较远，调节作用受到多个环节的延滞，因此单闭环调速系统抵抗电压扰动的性能要差一些。
双闭环系统中，由于增设了电流内环，电压波动可以通过电流反馈得到比较及时的调节，不必等它影响到转速以后才能反馈回来，抗扰性能大有改善。
因此，在双闭环系统中，由电网电压波动引起的转速动态变化会比单闭环系统小得多。
3.3转速和电流两个调节器的作用
转速调节器和电流调节器在双闭环直流调速系统中的作用可以分别归纳如下：
1. 转速调节器的作用
(1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速 n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。
（2）对负载变化起抗扰作用。
（3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。
2. 电流调节器的作用
（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。
（2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。
（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程。
（4）当电机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起快速的自动保护作用。
一旦故障消失，系统立即自动恢复正常。这个作用对系统的可靠运行来说是十分重要的。
3.4 直流脉宽调整系统的工程设计方法
设计方法的原则 ：
（1）概念清楚、易懂；
（2）计算公式简明、好记；
（3）不仅给出参数计算的公式，而且指明参数调整的方向；
（4）能考虑饱和非线性控制的情况，同样给出简单的计算公式；
（5）适用于各种可以简化成典型系统的反馈控制系统。
工程设计方法的基本思路
1.选择调节器结构,使系统典型化并满足稳定和稳态精度。
2.设计调节器的参数，以满足动态性能指标的要求。
3.4.1 直流脉宽调速系统
1．采用电力晶体管的PWM调速系统不同于其它直流调速系统的特殊问题主要有：（1）电流与转速的脉动量计算；（2）UPW和PWM变换器的传递函数；（3）电力晶体管的安全工作区与缓冲电路；（4）电力晶体管的开关过程，开关损耗及最佳开关频率；（5）泵升电压限制等。
2．脉宽调制器和PWM变换器合起来可以看成是一个滞后环节，其传递函数在满足时，可近似为
(3-1)
3．分析PWM变换器中电力晶体管的开关过程，并对各种负载下的开关损耗进行计算，从而得到总损耗最小的最佳开关频率。
对双极式有
(3-2)
3.4.2电流调节器的设计
1.设计分为以下几个步骤：
（1）电流环结构图的简化;
（2）电流调节器结构的选择;
（3）电流调节器的参数计算;
（4）电流调节器的实现。
在双闭环直流调速系统中，因为电磁时间常数一般都远小于机电时间常数，所以电流调节过程比转速的变化过程快得多，或比反电动式E的变化快得多。在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即DE≈0。这时电流环如图3-5所示。

图3-5 电流环的动态结构图
由于和一般都比小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为
(3-3)
电流环结构图最终简化成图3-6。

图 3-6 电流环的动态简化结构图
2.电流调节器结构的选择
图3-6表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成
(3-4)
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择
(3-5)则电流环的动态结构图便成为图3-7所示的典型形式，其中
(3-6)
图3-7校正成典型I型系统的电流环
3.电流调节器的参数计算
电流调节器的参数有： 和， 其中已选定，剩下的只有比例系数， 可根据所需要的动态性能指标选取。
在一般情况下，希望电流超调量 < 5%，可选 x =0.707， =0.5，则
（3-7）
可得
(3-8)
电流调节器电路参数的计算公式
(3-9)
(3-10)
(3-11)
4校验近似条件
＜ (3-12)
(3-13)
(3-14)
3.4.3转速环的设计
1.设计分为以下几个步骤：
（1）.电流环的等效闭环传递函数；
（2）.转速调节器结构的选择；
（3）.转速调节器参数的选择；
（4）.转速调节器的实现。
2．转速调节器结构的选择
转速控制系统的动态结构如如图3-8所示。

图3-8 转速环的动态结构图
和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 ，再把时间常数为 1 / 和 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中
(3-15)
转速环结构简化如图3-9

图3-9 等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理
为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中（见图3-9），现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 Ⅱ 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。
由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为
(3-16)
式中 — 转速调节器的比例系数；
— 转速调节器的超前时间常数。
3．转速调节器的参数计算
转速调节器的参数包括和 。按照典型Ⅱ型系统的参数关系
(3-17)
(3-18)
(3-19)
转速调节器的参数计算
(3-20)
(3-21)
(3-22)
至于中频宽 h 应选择多少，要看动态性能的要求决定。
无特殊要求时，一般可选择