一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法.pdf

第 27 卷 第 7 期2023 年 7 月电 机与控 制学报ElectricMachinesandControlVol.27No.7Jul.2023 一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法孙全增,张志锋,刘伽(沈阳工业大学 电气工程学院,辽宁 沈阳 110870)摘 要:针对双三相永磁同步电机驱动系统中共模电压较大的问题,提出了一种新型空间矢量脉宽调制方法。首先分析了双三相驱动系统中 5 次谐波电流和共模电压产生的原因;其次利用相邻三大矢量来合成虚拟电压矢量,减少 5 次谐波电流的产生。虚拟电压矢量和等效零电压矢量来合成参考电压矢量,所提方法将共模电压的幅值降低至直流母线电压的 1/6,有效减少了轴电流的产生。同时,通过优化电压矢量的作用顺序,使得在一个开关周期内每一相的开关器件只改变两次,将不固定的状态(0 或1)设计在每个开关周期的边界,DSP 等数字实现较为容易。最后,通过与相邻两矢量 SVPWM 算法、最大四矢量 SVPWM 算法进行比较实验,证明了所提方法的有效性和可行性。关键词:双三相永磁同步电机;共模电压;空间矢量脉宽调制;虚拟电压矢量;开关频率;谐波电流DOI:10.15938/j.emc.2023.07.010中图分类号:TM351文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)07-0086-12 收稿日期:2022-04-27基金项目:国家自然科学基金(61603263)作者简介:孙全增(1997),男,博士研究生,研究方向为多相电机系统及其控制;张志锋(1981),男,教授,博士生导师,研究方向为现代电机控制技术、多相电机控制、电动汽车电驱动控制系统等;刘 伽(1998),男,硕士研究生,研究方向为多相电机系统及其控制。通信作者:张志锋Space voltage vector pulse width modulation method for dualthree-phase permanent magnet synchronous motorSUN Quanzeng,ZHANG Zhifeng,LIU Jia(School of Electrical Engineering,Shenyang University of Technology,Shenyang 110870,China)Abstract:For the problem of large common-mode voltage(CMV)in the drive system of dual three-phasepermanent magnet synchronous motor(DT-PMSM),a novel space vector pulse width modulation method(N-SVPWM)was proposed.Firstly,the causes of the fifth harmonic current and common mode voltagein the DT-PMSM drive system were analyzed.Secondly,three adjacent vectors were used to synthesizevirtual voltage vectors to reduce the generation of fifth harmonic current.The virtual voltage vector and e-quivalent zero voltage vector were introduced to synthesize the reference voltage vector.The proposedmethod reduces the amplitude of the common-mode voltage to 1/6 of the DC bus voltage,effectively re-ducing the motor shaft current.At the same time,the proposed method also optimizes the action sequenceof voltage vectors so that the switching devices of each phase change only twice in a switching cycle.Theunfixed state(0 or 1)was designed at the boundary of each switching cycle,thus DSP and other digitalimplementation is easy.Effectiveness and feasibility of the proposed method are verified by comparisonwith the adjacent two-vector SVPWM(NTV-SVPWM)and the maximum four-vector SVPWM(MFV-SVPWM).Keywords:dual three-phase permanent magnet synchronous motor;common-mode voltage;space vectorpulse width modulation;virtual voltage vector;switching frequency;harmonic current0 引 言近年来,多相电机已成为主流研究领域之一。其中,研究最多的是双三相永磁同步电机(dualthree-phase permanent magnet synchronous motor,DT-PMSM)1,DT-PMSM 相较于三相电机具有很多的优势,包括良好的容错能力,低转矩脉动、高功率密度、高效率等2-4,这些优势加速了 DT-PMSM 在大功率场合应用的普及程度。如运用在电动汽车、航空航天、机车牵引等领域5-7。共模电压问题是驱动系统不可忽视的问题。逆变器离散的工作模式会产生一些问题,如产生电磁干扰和不良的机械振动8-9,这些问题会影响附近电气设备的正常运行。共模电压还会产生轴电流,损害电机轴承10-11,大大缩短电机的使用年限。目前,国内外研究共模电压的抑制方法主要有两种方法,第一种方法是引入无源或者有源滤波器12-13,这种方法需要在测试中使用外部电路。第二种方法是对逆变器的 PWM 模式进行修改,相比于第一种方法,方法二实现简单、可靠性高、无需额外的硬件电路。因此近来年得到更多研究学者的关注14-15。空间矢量脉宽调制技术在交流调速中得到广泛运用,因为其具有易于数字实现、母线电压利用率高和谐波电流抑制效果好等优点。以空间脉宽调制技术为核心的三相驱动系统共模电压抑制算法较为成熟,文献16提出了利用方向相反幅值相同的 2 个基本的电压矢量来替代零矢量,共模电压峰值降低了 67.65%,无零矢量引入成为了共模电压抑制技术的核心思想,在此核心思想基础上,文献17将调制扇区从 6 个减少到 3 个,减少了扇区间过渡的影响,该技术避免了三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换,直接对新扇区的相邻空间矢量作用时间进行计算,降低了由零矢量作用时间带来的共模电压问题。文献18考虑到长电缆传输场合电机端过电压的问题,提出了一种根据参考电压所在的调制区来切换调制方式的算法,有效的抑制了共模电压和谐波电流。相比于三相驱动系统,DT-PMSM 的电压矢量资源丰富,可选择的自由度高,无零电压矢量引入的核心思想能够更好的得到运用。DT-PMSM 的低次谐波电流会增加电机铜耗,抑制低次谐波电流也是DT-PMSM 的关键问题。文献19提出了一种基于四矢量的调制算法,选择调制扇区两侧的大电压矢量和在谐波子平面 2 个方向相反的辅助电压矢量共同合成参考电压矢量,经实验证明共模电压幅值降低,且推导出谐波电流和零矢量作用时间、母线电压有关系,但谐波电流并没有得到抑制。文献20在文献19的基础上进行了改进,根据零矢量的作用时间的长短来选取辅助电压矢量来抑制共模电压,在谐波电流抑制方面相较于文献19效果更好,但是选取辅助矢量的计算时间过程过于繁琐。文献21提出了一种共模电压抑制算法,降低共模电压幅值,且在一个开关周期内共模电压的变化次数只有两次,所提方法电压利用率较低,必须采用过调制技术。在文献22中介绍了一种基于载波来降低共模电压的方法,文献23中蒋栋团队提出了通过移动 PWM 信号来消除共模电压的 PWM 技术。文献24提出了利用相邻 5 个大电压矢量来合成参考电压矢量的方法,且有一个电压矢量重复使用两次,避免了引入更多的开关动作,所提出的技术定子谐波电流有明显减少,且共模电压峰值降低。除了上述通过改变 PWM 的模式来达到实现共模电压抑制效果,近几年,通过复杂的拓扑结构来消除共模电压的方法也被提出,由于两电平的拓扑结构不能实现零共模电压,产生零共模电压的电压矢量存在于三电平拓扑结构中。文献25选择零共模电压的电压矢量作为控制集,并对控制集进行了精简。将模型预测技术用于共模电压抑制策略中,但是模型预测技术的引入在一定程度上额外增加了控制器的计算负担。本文以 DT-PMSM 为研究对象,提出一种适用于双三相永磁同步电机的(novelspace vector pulsewidth modulation method,N-SVPWM)方法。首先,分析出 DT-PMSM 驱动系统的共模电压和谐波电流产生原因。根据 DT-PMSM 电压资源丰富的特点,利用相邻的 3 个大电压矢量在基波空间合成虚拟电压矢量,且满足虚拟电压矢量在谐波空间上电压分量为 0。在确定基本电压矢量作用时间的计算上,所提方法沿用了(adjacent two-vector space vector pulsewidth modulation method,NTV-SVPWM)的思路,只是重新定义电压矢量的作用时间,然后将零矢量的作用时间平均分配给共模电压较低的 2 个大电压矢量,最后调整基本电压矢量的切换顺序,保证了每一相开关器件在一个开关周期内只变化两次,利用三角波载波可以产生对称的 PWM 波形。所提方法的计算过程简单,易于理解。最后,本文所提出N-SVPWM 与 NTV-SVPWM、(maximum four-vectorspace vector pulse width modulation method,MFV-78第 7 期孙全增等:一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法SVPWM)进行实验的对比研究。1 空间矢量脉宽调制1.1 空间电压矢量DT-PMSM 的定子绕组由两套对称绕组构成,两套绕组采用 Y 型连接且一套绕组上的三相在空间上相差 120,同时两套绕组的中性点互相隔离。DT-PMSM 由一套两电平的六相逆变器供电,两电平驱动系统的拓扑结构如图 1 所示。图 1 DT-PMSM 两电平驱动拓扑结构Fig.1 Two-level drive topology for DT-PMSM将 DT-PMSM 自然坐标系的物理量映射到互相解耦的 -平面、x-y 谐波电流平面、o1-o2平面,变换矩阵为T=131-12-1232-320032-321212-11-12-12-323200-32321212-1111000000111。(1)式中的第一、二行对应含有基波以及 12k 1(k=1,2,3)次谐波的 -平面,第三、四行对应含有6k 1(k=1,3,5,)次谐波的 x-y 平面,最后两行对应含有 3k(k=1,3,5,)次谐波的 o1-o2平面。每个开关状态对应 2 个子空间的电压矢量,引入SASBSCSDSESF的八进制数来描述电压矢量,六相两电平的逆变器共有 64 个开关状态,通过开关组合可以得到的 64 个空间电压矢量,64 个电压矢量在 -平面和 x-y 平面上的分布如图 2 所示,其中 Sj=1(j=A,B,C,D,E,F)代表逆变器上桥臂导通,Sj=0 时代表逆变器上桥臂关闭。图 2 中 V64代表 V110100。根据电压矢量的幅值将电压矢量分为4 组:G1(0.644Udc)、G2(0.471Udc)、G3(0.331Udc)、G4(0.172Udc)。图 2 六相逆变器空间电压矢量分布Fig.2 Voltage vectors distribution of six-phase inverter1.2 共模电压共模电压定义为负载连接中性点到直流母线的中点之间的电压,定义 ABC 三相中性点与直流母线中点之间的电压为 UconN,DEF 三相中性点到直流母线中点之间的电压为 UconM。则共模电压可以表示为:88电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷UconN=UA+UB+UC3;UconM=UD+UE+UF3。(2)不同基本电压矢量对应的共模电压的峰值如表 1所示。表 1 不同电压矢量对应的共模电压Table 1 Common-mode voltages corresponding to differentvoltage vectors组别基本电压矢量 UconN UconM(1)44.12.22.41.24.12.14.21.42-Udc/6-Udc/6(2)32.51.64.54.31.62.61.52.34Udc/6-Udc/6(3)13.26.45.46.23.15.25.16.43-Udc/6Udc/6(4)55.66.33.65.36.53.56.63.35Udc/6Udc/6(5)402010-Udc/6-Udc/2(6)040201-Udc/2-Udc/6(7)603050Udc/6-Udc/2(8)060305-Udc/2Udc/6(9)472717-Udc/6Udc/2(10)747271Udc/2-Udc/6(11)673757Udc/6Udc/2(12)767375Udc/2Udc/6(13)07-Udc/2Udc/2(14)70Udc/2-Udc/2(15)77Udc/2Udc/2(16)00-Udc/2-Udc/22 传统 SVPWM 算法2.1 NTV-SVPWM传统 NTV-SVPWM 的参考电压矢量旋转至某个扇区时,可由该扇区的两个相邻的大电压矢量(例如:V64、V44,图 3 中实线箭头)和零矢量合成得到。如图 3 所示,参考电压落入第二扇区。两个大矢量和零矢量作用时间计算为:T1=|Vref|sin6-()|V|sin6()Ts;T2=|Vref|sin|V|sin6()Ts;T0=Ts-T1-T2。(3)式中:T1、T2代表 V44、V64的作用时间;T0代表零矢量的作用时间;Ts代表开关周期;Vref代表的是参考电压矢量的幅值;代表的是参考电压矢量所在扇区第一个大矢量与其夹角,在图3 中即 Vref与 V44夹角。文献26提出对称的 PWM 波形谐波含量最小,因此 NTV-SVPWM 的电压矢量切换顺序如图 4所示。图 3 NTV-SVPWM 合成参考电压矢量Fig.3 Synthesis of reference voltage vector inNTV-SVPWM图 4 NTV-SVPWM 矢量切换顺序Fig.4 Vector switching sequence of NTV-SVPWM2.2 MFV-SVPWMDT-PMSM 具有 6 个自由度,对应的基波空间、谐波空间、零序空间。在图 3 中,NTV-SVPWM 在x-y子平面上有谐波电压矢量,会引入谐波电流。98第 7 期孙全增等:一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法MFV-SVPWM 就是在 NTV-SVPWM 算法的基础上增加 2 个大电压矢量。在基波平面合成参考电压矢量的同时,要抑制在谐波空间的电压产生。如图 5 所示,参考电压落入第二扇区。图 5 MFV-SVPWM 合成参考电压矢量Fig.5 Synthesis of reference voltage vector inMFV-SVPWM选用与参考电压矢量最近的 4 个大电压矢量(例如:V64、V66、V44、V45,图 5中实线箭头)进行合成。计算各矢量和零矢量的作用时间计算为:nk=1VkTk=VrefTs;nk=1VkTk=VrefTs;nk=1VxkTk=VrefxTs;nk=1VykTk=VrefyTs;nk=1Tk=Ts。(4)若要保证谐波平面的电流为 0,则谐波平面的电压为 0,则有V1V2V3V4V5V1V2V3V4V5Vx1Vx2Vx3Vx4Vx5Vy1Vy2Vy3Vy4Vy511111T1T2T3T4T5=VrefTsVrefTs00Ts。(5)解出五元一次方程组即可计算出各个电压矢量的作用时间。为了简化上述各个电压矢量作用时间的计算,文献27提出了一种基于中间矢量的 SVP-WM 算法,各个电压矢量的作用时间简化如下:T1=3(3-1)2 2Udc|Vref|Tssin6-();T2=3(3-1)2 2Udc|Vref|Tssin+3sin6-();T3=3(3-1)2 2Udc|Vref|Ts3sin+sin6-();T4=3(3-1)2 2Udc|Vref|Tssin;T0=Ts-3+32 2Udc|Vref|Tssin+sin6-()。(6)式中:T1、T2、T3、T4代表 V45、V44、V64、V66的作用时间;T0代表零矢量的作用时间;Ts代表开关周期;|Vref|代表的是参考电压矢量的幅值;代表的是参考电压矢量所在扇区第一个大矢量与其夹角,在图 4 中即 Vref与 V44夹角;Udc代表母线电压。此处以连续调制的 MFV-SVPWM 算法举例;MFV-SVPWM 的电压矢量切换顺序如图 6 所示。图 6 MFV-SVPWM 矢量切换顺序Fig.6 Vector switching sequence of MFV-SVPWM3 N-SVPWM 算法从上文描述可知,NTV-SVPWM 算法计算量小,较易于实现。但是并未考虑 5 次谐波电流问题,且共模电压较大;MFV-SVPWM 算法选择了 4 个有效的大电压矢量,相较于 NTV-SVPWM 算法实现过程复杂,虽然抑制了 5 次谐波电流,但是共模电压仍然09电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷没有减少。3.1 虚拟电压矢量为了减少 5 次谐波电流的产生,选择相邻 3 个大电压矢量来合成虚拟电压矢量,如图 7 所示。构造出的虚拟电压矢量以 x-y 子空间上电压幅值为零为目标,表达式如下:0.173Udc1cos-512()+2cos512+3cos-34()()=0;0.173Udc1sin-512()+2sin512+3sin-34()()=0。(7)式中:0.173Udc为大电压矢量在 x-y 空间上的电压幅值,其中 1、2和 3分别为 V45、V44和 V64的占空比,其中1+2+3=1。(8)将式(8)代入式(7)可以得到占空比为:1=0.268;2=0.464;3=0.268。(9)在基波空间中,根据伏秒平衡原理可以求得虚拟电压矢量的电压矢量幅值为|VV1|=0.64Udc1cos-6()+2cos0+3cos6()=0.594Udc。(10)同理,可以得到 12 个幅值相同,相位相差/6的虚拟电压矢量,虚拟电压矢量分布如图 8 所示。图 7 虚拟电压矢量的合成Fig.7 Synthesis of virtual voltage vectors3.2 参考电压矢量的合成虚拟电压矢量和等效零矢量作为控制集来合成参考电压矢量,合成矢量示意图如图 9 所示(以参考电压矢量落入第二扇区 S2 为例)。图 8 虚拟电压矢量分布图Fig.8 Distribution of virtual voltage vectors图 9 参考电压矢量合成图Fig.9 Reference voltage vector synthesis for thesecond sector等效零电压矢量的合成利用幅值相同和方向相反的大矢量来合成,参考电压矢量落入不同扇区引入的等效零电压矢量如表 2 所示。表 2 不同扇区的等效零电压矢量Table 2 Equivalent zero voltage vector for differentsectors扇区等效零电压矢量S1、S7V51、V26S2、S8V55、V22S3、S9V45、V32S4、S10V44、V33S5、S11V64、V13S6、S12V11、V66图 10 为当参考电压落入第二扇区时,合成参考电压矢量的基本电压矢量分别为 V45、V44、V64、V66,等效零电压矢量的合成为 V55和 V22。如图 11 所示,V55和 V22作用相同的时间来合19第 7 期孙全增等:一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法成等效零电压矢量。图 10 第二扇区参考电压矢量合成Fig.10 Reference voltage vector synthesis for thesecond sector图 11 等效零电压矢量合成图Fig.11 Synthesis of equivalent zero voltage vectors根据伏秒平衡原理,各个虚拟电压矢量的作用时间为:T1=|Vref|sin6-()|VV|sin6()Ts;T2=|Vref|sin|VV|sin6()Ts;T0=Ts-T1-T2。(11)式中:|Vref|代表的是参考电压矢量的幅值;|VV|为虚拟电压矢量的幅值为 0.594Udc;T1、T2、T0分别为 VV1、VV2、VV0的作用时间;代表的是参考电压矢量所在扇区的第一个虚拟电压矢量与其夹角。不对称 PWM 波形会增加谐波含量,而且对于一个开关周期内某一相开关器件变化多次的问题,DSP 等数字实现较为困难。图 6 中,在 MFV-SVP-WM 下的 DT-PMSM 的 ABC 绕组在一个扇区内有4 次开关器件同时切换的情况,这会导致电机端子出现过电压问题。为了解决上述问题开发了新的开关模式。以第二扇区为例,电压矢量的切换顺序如图 12 所示。在一个扇区内 ABC 绕组在一个扇区内开关器件同时切换次数为 0;在一个开关周期中,每一相的开关器件改变两次,且保证所有开关周期内开关频率固定及 PWM 波形对称,最小化了开关频率和总开关次数,12 个扇区的矢量切换顺序如表 3所示。图 12 第二扇区的矢量的切换顺序Fig.12 Switching sequence of vectors in the secondsector表 3 不同扇区的矢量切换顺序Table 3 Vector switching sequence of different sectors扇区矢量的切换顺序S1V51-V55-V45-V44-V64-V26-V26-V64-V44-V45-V55-V51S2V55-V45-V44-V64-V66-V22-V22-V66-V64-V44-V45-V55S3V45-V44-V64-V66-V26-V32-V32-V26-V66-V64-V44-V45S4V44-V64-V66-V26-V22-V33-V33-V22-V26-V66-V64-V44S5V64-V66-V26-V22-V32-V13-V13-V32-V22-V26-V66-V64S6V66-V26-V22-V32-V33-V11-V11-V33-V32-V22-V26-V66S7V26-V22-V32-V33-V13-V51-V51-V13-V33-V32-V22-V26S8V22-V32-V33-V13-V11-V55-V55-V11-V13-V33-V31-V22S9V32-V33-V13-V11-V51-V45-V45-V51-V11-V13-V33-V32S10V33-V13-V11-V51-V55-V44-V44-V55-V51-V11-V13-V33S11V13-V11-V51-V55-V45-V64-V64-V45-V55-V51-V11-V13S12V11-V51-V55-V45-V44-V66-V66-V44-V45-V55-V51-V11计算各个基本电压的作用时间:Tm1=14TZ;Tm2=0.268T22;Tm3=0.464T1+0.268T22;Tm4=0.268T1+0.464T22;Tm5=0.268T12;Tm6=14TZ。(12)29电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷式中:Tm1、Tm2、Tm3、Tm4、Tm5和 Tm6分别代表电压矢量V55、V45、V44、V64、V66和 V22的作用时间的一半;T1、T2、TZ分别为 VV1、VV2、VV0的作用时间。本文中所定义的调制度如下:m=|Vref|2Udc/。(13)式中|Vref|代表的是参考电压矢量的幅值。N-SVPWM 算法的线性调制范围可以达到虚拟电压矢量所构成的正十二边形的内切圆,所以|Vref|的最大幅值为|VV|cos(/12)。通过式(13)可得 N-SVPWM 算法的最大调制比mmax=2|VV|cos(/12)Udc=0.9。(14)4 实验验证4.1 实验结果为了验证所提方法的有效性,搭建了一个基于TMS320F28335 的实验平台,如图13 所示,直流母线电压 Udc=340 V;采样频率设置为10 kHz;相电流数据由电流探头(Tektronix TCO404XL)采集;转矩及转速由转矩传感器(K-T40B-500Q)测量;实验波形由数字存储示波器(Tektronix MDO3024)显示。采用三相异步电动机作为负载电机,DT-PMSM 的主要参数如表 4 所示。图 13 实验平台Fig.13 Experimental platform实验 1 首先利用 R-L 负载来研究 NTV-SVP-WM、MFV-SVPWM、N-SVPWM 3 种算法的总谐波电流失真与 5 次谐波电流含量情况。图 14 为在不同调制度下(m=0.3、m=0.6、m=0.9)相电流的总谐波电流失真(THD)以及 5 次谐波电流含量(H5)变化情况,快速傅里叶分解可得实验中的相电流的总谐波电流失真以及 5 次谐波电流含量。NTV-SVP-WM 算法在 3 种调制度下,电流畸变情况都很严重,而 MFV-SVPWM 算法在 3 种调制度下的相电流波形较好,5 次谐波电流含量较低。所提的 N-SVPWM算法在低调制度的情况下,5 次谐波电流含量较NTV-SVPWM 算法有大幅度的降低,相较 MFV-SVP-WM 算法 5 次谐波含量增加了 2%左右,在中与高调制度的条件下,N-SVPWM 与 MFV-SVPWM 算法的 5 次谐波含量基本相同。表 4 实验电机参数Table 4 Experimental motor parameters 参数数值额定功率/kW28额定转速/(r/min)3 000额定转矩/(Nm)90极对数5定子电阻/0.002d-轴电感/H200q-轴电感/H200定子磁链/Wb0.092转动惯量/(kgm2)0.02图 15 为调制度由低到高的情况下,总谐波电流失真与 5 次谐波电流含量的变化曲线。在低调制度情况下,N-SVPWM 算法总谐波电流失真大于 MFV-SVPWM 算法,原因是 N-SVPWM 算法为了抑制共模电压,引入方向相反的 2 个大电压矢量并作用相同时间,其作用效果与零电压矢量相同。在低调制度时,等效零电压矢量的作用时间较长,导致高次谐波电流含量有所增加11。在中至高调制度的条件下,随着等效零电压矢量的作用时间缩短,使得 N-SVP-WM 与 MFV-SVPWM 算法的总谐波电流失真越来越接近;而且从图 14(b)可以清楚看出,由中至高调制度变化过程中,N-SVPWM 与 MFV-SVPWM 算法的五次谐波电流含量基本相同。DT-PMSM 中的低次谐波电流会增加定子铜耗的产生,而高次谐波电流会导致高次转矩脉动的产生。由于 DT-PMSM 系统为大惯性系统,高次转矩脉动对于驱动系统的影响较小28。在船舶工业、新能源汽车以及军用工业等变频调速的使用场合,电机的大部分时间都是在额定工况下工作,N-SVPWM 算法的高次谐波电流含量增加并不明显,对于多相系统的影响不大。39第 7 期孙全增等:一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法图 14 A 相电流实验结果Fig.14 Experimental results for A-phase current图 15 在不同调制度下总谐波电流失真与 5 次谐波电流的实验结果Fig.15 Experimental results of total harmonic currentdistortion and fifth harmonic current contentfor differentmodulations实验 2 研究了在相同调制度下,3 种调制算法的共模电压的变化情况,图 16 为 3 种算法的共模电压的总体图(图 16 上)以及在相同开关周期内共模电压的局部放大图(图 16 下),从总体图与局部放大图可以看出,NTV-SVPWM 算法的共模电压最大幅值达到了175 V,MFV-SVPWM 算法的共模电压最大幅值也达到了175 V,而所提的 N-SVPWM 算法的共模电压最大幅值为 56.67 V,较前两者的调制算法的共模电压最大幅值降低了约 67.65%;实验 3 研究了 3 种调制算法应用于电机上的实验结果,电机运行在3 000 r/min、90 Nm 稳态情况下,如图 17 所示,所提方法在稳态下的转速波动、转矩脉动与 MFV-SVPWM 算法相同,同时要略优于NTV-SVPWM 算法,证明了所提出的 N-SVPWM 算法具有良好的稳态性能。49电 机 与 控 制 学 报 第 27 卷图 16 共模电压实验结果Fig.16 Experimental results for common-mode voltage图 17 在稳态时电磁转矩与转速实验Fig.17 Experimental of electromagnetic torqueand speed in steady state4.2 实验结果分析为了方便读者分析,表 5 对比了 3 种调制算法的主要性能,N-SVPWM 算法有效的抑制了 DT-PMSM 的共模电压,抑制共模电压的最大幅值以引入高次谐波为代价(高次谐波的产生在可接受范围内)。表 5 算法性能对比Table 5 Algorithm performance comparison性能指标NTV-SVPWMMFV-SVPWMN-SVPWMTHD高低中H5高低较低共模电压0.5Udc0.5Udc0.16Udc5 结 论本文针对 DT-PMSM 驱动系统的共模电压进行研究,提出一种 N-SVPWM 方法,构造了虚拟电压矢量和等效零电压矢量,对参考电压矢量进行合成。所提方法优化了电压矢量的切换顺序,在一个开关周期内,减少了同一套绕组同时发生开关动作的情况,电机端子过电压的情况减少,且每相开关器件只改变两次,将不固定的状态(0 或 1)设计在每个开关周期的边界,DSP 数字实现较为容易。通过实验验证了所提方法的有效性,并得出以下结论:1)在低调制度的条件下,N-SVPWM 算法的5 次59第 7 期孙全增等:一种新型双三相电机空间矢量脉宽调制方法谐波含量远低于 NTV-SVPWM 算法,相较于 MFV-SVPWM 算法,5 次谐波电流含量增加了2%左右,在中至高调制度的条件下,所提方法的 5 次谐波含量与 MFV-SVPWM 算法几乎相同。2)和 NTV-SVPWM 和 MFV-SVPWM 两种算法相比,N-SVPWM 算法将共模电压从 0.5Udc降低到0.16Udc,降低了 67.65%。3)所提出的 N-SVPWM 算法的最大调制度为0.9,与 MFV-SVPWM 算法基本相同,略低于 NTV-SVPWM 算法。参 考 文 献:1LEVI E,BOJOI R,PROFUMO F,et al.Multiphase inductionmotor drives-a technology status reviewJ.IET Electric PowerApplications,2007,1(4):489.2 CHENG Ming,YU Feng,CHAU K T,et al.Dynamic perform-ance evaluation of a nine-phase flux-switching permanent-magnetmotor drive with model predictive controlJ.IEEE Transactionson Industrial Electronics,2016,63(7):4539.3 YU Feng,ZHANG Wei,SHEN Yanchi,et al.A nine-phase per-manent magnet electric-drive-reconstructed on board charger for e-lectric vehicle J.IEEE Transactions on Energy Conversion,2018,33(4):2091.4 黄林森,赵文祥,吉敬华,等.稳态性能改善的双三相永磁电机直接转矩控制J.电工技术学报,2022,37(2):355.HUANG Linsen,ZHAO Wenxiang,JI Jinghua,et al.Directtorque control for dual three-phase permanent-magnet machine withimproved steady-state performance J.Transactions of ChinaElectrotechnical Society,2022,37(2):355.5 武雪松,宋文胜,薛诚.基于虚拟电压矢量集占空比优化的五相永磁同步电机直接转矩控制算法J.中国电机工程学报,2019,39(3):857.WU Xuesong,SONG Wensheng,XUE Cheng.Direct torque con-trol schemes for five-phase permanent-magnet synchronous ma-chines based on duty ratio optimization of virtual voltage vector setsJ.Proceedings of the CSEE,2019,39(3):857.6 薛诚,宋文胜,冯晓云.双重 d-q 空间下五相电压源逆变器空间矢量脉宽调制死区效应分析与补偿J.中国电机工程学报,2017,37(9):2667.XUE Cheng,SONG Wensheng,FENG Xiaoyun.Analysis andcompensation of dead-time effects in five-phase voltage source in-verters with space vector PWM techniques based on dual d-qspace concept J.Proceedings of the CSEE,2017,37(9):2667.7 田兵,安群涛,段建东,等.基于扩张状态观测器的五相电机在单相开路故障下的低速无位置控制技术J.中国电机工程学报,2018,38(8):2448.TIAN Bin,AN Quntao,DUAN Jiandong,et al.ESO-based low-speeds position-sensorless-control of a five-phase PM motor undersingle phase open circuitJ.Proceedings of the CSEE,2018,38(8):2448.8