电力电子技术第六章演示幻灯片.ppt

单击此处编辑母版标题样式,单击此处编辑母版文本样式,第二级,第三级,第四级,第五级,*,6-,*,第六章,PWM,控制技术,引言,6.1 PWM,控制的基本原理,6.2 PWM,逆变电路及其控制方法,6.3 PWM,跟踪控制技术,6.4 PWM,整流电路及其控制方法,本章小结,1,第六章,PWM,控制技术,引言,PWM,(Pulse Width Modulation),控制就是,脉宽调制技术,：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值)。,第3、4章已涉及到PWM控制，第3章,直流斩波电路,采用的就PWM技术；第4章的4.1,斩控式调压电路,和4.4,矩阵式变频电路,都涉及到了。,2,第六章,PWM,控制技术,引言,PWM控制的思想源于通信技术，全控型器件的发展使得实现PWM控制变得十分容易。,PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。,PWM控制技术正是有赖于在,逆变电路,中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。现在使用的各种逆变电路都采用了PWM技术，因此，本章和第5章（逆变电路）相结合，才能使我们对逆变电路有完整地认识。,3,6.1,PWM,控制的基本思想,1）,重要理论基础,面积等效原理,冲量,相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其,效果基本相同,。,冲量,窄脉冲的面积,效果基本相同,环节的输出响应波形基本相同,图6-1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,d),单位脉冲函数,f,(,t,),d,(,t,),t,O,a),矩形脉冲,b),三角形脉冲,c),正弦半波脉冲,t,O,t,O,t,O,f,(,t,),f,(,t,),f,(,t,),4,6.1,PWM,控制的基本思想,b),图6-2 冲量相等的各种窄脉冲的响应波形,具体的实例说明“,面积等效原理,”,a）,u,(t),电压窄脉冲，是电路的输入 。,i,(t),输出电流，是电路的响应。,5,O,u,t,SPWM波,6.1,PWM,控制的基本思想,O,u,t,如何用一系列,等幅不等宽的脉冲,来代替一个正弦半波,O,u,t,6,6.1,PWM,控制的基本思想,若要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。,O,u,t,SPWM波,O,u,t,如何用一系列,等幅不等宽的脉冲,来代替一个正弦半波,O,u,t,7,6.1,PWM,控制的基本思想,O,w,t,U,d,-U,d,对于正弦波的负半周，采取同样的方法，得到,PWM,波形，因此正弦波一个完整周期的等效,PWM,波为：,O,w,t,U,d,-,U,d,根据面积等效原理，正弦波还可等效为下图中的,PWM,波，而且这种方式在实际应用中更为广泛。,8,6.1,PWM,控制的基本思想,等,幅,PWM,波,输入电源是恒定直流,第,3,章的直流斩波电路,6.2,节的,PWM,逆变电路,6.4,节的,PWM,整流电路,不等幅,PWM,波,输入电源是交流或不是恒定的直流,4.1,节的斩控式交流调压电路,4.4,节的矩阵式变频电路,O,w,t,U,d,-,U,d,U,o,t,9,6.1,PWM,控制的基本思想,2）PWM电流波,电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。,PWM,波可等效的各种波形,直流斩波电路 直流波形,SPWM,波 正弦波形,等效成其他所需波形，如,:,所需波形,等效的,PWM,波,10,6.2 PWM逆变电路及其控制方法,目前中小功率的逆变电路几乎都采用,PWM,技术。,逆变电路是,PWM,控制技术最为重要的应用场合。,本节内容构成了本章的主体。,PWM,逆变电路也可分为,电压型,和,电流型,两种，目前实用的,PWM,逆变电路几乎都是电压型电路。,11,6.2 PWM逆变电路及其控制方法,6.2.1,计算法和调制法,6.2.2,异步调制和同步调制,6.2.3,规则采样法,6.2.4,PWM逆变电路的谐波分析,6.2.5,提高直流电压利用和减少开关次数,6.2.6,PWM逆变电路的多重化,12,6.2.1,计算法和调制法,1）,计算法,根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算,PWM,波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需,PWM,波形。,本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。,13,6.2.1,计算法和调制法,工作时,V,1,和,V,2,通断互补，,V,3,和,V,4,通断也互补。,以,u,o,正半周为例，,V,1,通，,V,2,断，,V,3,和,V,4,交替通断。,负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。,负载电流为正的区间，,V,1,和,V,4,导通时，,u,o,等于,U,d,。,2）,调制法,图64 单相桥式PWM逆变电路,结合IGBT单,相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明,14,6.2.1,计算法和调制法,2）,调制法,图64 单相桥式PWM逆变电路,V,4,关断时，负载电流通过,V,1,和,VD,3,续流，,u,o,=0,负载电流为负的区间，,V,1,和,V,4,仍导通，,i,o,为负，实际上,i,o,从,VD,1,和,VD,4,流过，仍有,u,o,=,U,d,。,V,4,关断,V,3,开通后，,i,o,从,V,3,和,VD,1,续流，,u,o,=0,。,u,o,总可得到,U,d,和零两种电平。,u,o,负半周，让,V,2,保持通，,V,1,保持断，,V,3,和,V,4,交替通断，,u,o,可得,-,U,d,和零两种电平。,15,6.2.1,计算法和调制法,3）,单极性,PWM控制,方式,（单相桥逆变）,u,r,正半周,，,V,1,保持,通,，,V,2,保持,断,。,当,u,r,u,c,时使,V,4,通，,V,3,断，,u,o,=,U,d,。,当,u,r,u,c,时,，给,V,1,和,V,4,导通信号，给,V,2,和,V,3,关断信号。,如,i,o,0,，,V,1,和,V,4,通，如,i,o,0,，,VD,1,和,VD,4,通，,u,o,=,U,d,。,当,u,r,u,c,时,，给,V,2,和,V,3,导通信号，给,V,1,和,V,4,关断信号。,如,i,o,0,，,VD,2,和,VD,3,通，,u,o,=-,U,d,。,图6-6 双极性PWM控制方式波形,u,r,u,c,u,O,w,t,O,w,t,u,o,u,of,u,o,U,d,-,U,d,在,u,r,和,u,c,的交点时刻控制,IGBT,的通断,。,17,6.2.1,计算法和调制法,图6-5 双极性PWM控制方式波形,u,r,u,c,u,O,w,t,O,w,t,u,o,u,of,u,o,U,d,-,U,d,图6-5 单极性PWM控制方式波形,u,r,u,c,u,O,w,t,O,w,t,u,o,u,of,u,o,U,d,-,U,d,对照上述两图可以看出，,单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，,由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。,18,6.2.1,计算法和调制法,4）,双极性,PWM控制,方式,（三相桥逆变）,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,三相,的,PWM,控制公用三角波载波,u,c,三相的调制信号,u,rU,、,u,rV,和,u,rW,依次相差,120,19,6.2.1,计算法和调制法,u,c,u,rU,u,rV,u,rW,u,u,UN,u,VN,u,WN,u,UN,u,UV,U,d,-,U,d,O,?,t,O,O,O,O,O,?,t,?,t,?,t,?,t,?,t,2,U,d,?,2,U,d,2,U,d,?,2,U,d,2,U,d,3,U,d,3,2,U,d,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,下面以U相为例分析,控制规律,：,当,u,rU,u,c,时，给,V,1,导通信号，给,V,4,关断信号，,u,UN,=,U,d,/2,。,当,u,rU,u,c,时，给,V,4,导通信号，给,V,1,关断信号，,u,UN,=-,U,d,/2,。,当给,V,1,(V,4,),加导通信号时，可能是,V,1,(V,4,),导通，也可能是,VD,1,(VD,4,),导通。,u,UN,、,u,VN,和,u,WN,的,PWM,波形只有,U,d,/2,两种电平。,u,UV,波形可由,u,UN,-,u,VN,得出，当,1,和,6,通时，,u,UV,=,U,d,，,当,3,和,4,通时，,u,UV,=,U,d,，,当,1,和,3,或,4,和,6,通时，,u,UV,=0,。,20,6.2.1,计算法和调制法,输出线电压,PWM,波由,U,d,和,0,三种电平构成,负载相电压,PWM,波由,(2/3),U,d,、,(1/3),U,d,和,0,共,5,种电平组成。,防直通的死区时间,同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的死区时间。,死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。,死区时间会给输出的,PWM,波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。,u,c,u,rU,u,rV,u,rW,u,u,UN,u,VN,u,WN,u,UN,u,UV,U,d,-,U,d,O,?,t,O,O,O,O,O,?,t,?,t,?,t,?,t,?,t,2,U,d,?,2,U,d,2,U,d,?,2,U,d,2,U,d,3,U,d,3,2,U,d,图6-7 三相桥式PWM型逆变电路,图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形,21,6.2.1,计算法和调制法,5）,特定谐波消去法,(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM),这是计算法中一种较有代表性的方法。,输出电压,半,周期内，器件通、断各,3,次（不包括,0,和,），,共,6,个开关时刻可控。,为减少谐波并简化,控制，要尽量使波形对称。,图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,O,w,t,u,o,U,d,-,U,d,2,p,p,a,1,a,2,a,3,22,6.2.1,计算法和调制法,首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即,(6-1),其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后,1,/,4,周期以,/2,为轴线对称,(6-2),同时满足式（,6-1,）、（,6-2,）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为,(6-3),式中，,a,n,为,23,6.2.1,计算法和调制法,图,6-9,，,能独立控制,a,1,、,a,2,和,a,3,共,3,个时刻。该波形的,a,n,为,式中,n,=1,3,5,O,w,t,u,o,U,d,-,U,d,2,p,p,a,1,a,2,a,3,确定,a,1,的值，再令两个不同的,a,n,=0(,n,=1,3,5)，就可建三个方程，求得,a,1,、,a,2,和,a,3,。,图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形,24,消去两种特定频率的谐波,6.2.1,计算法和调制法,在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消。,可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：,给定,a,1,，解方程可得,a,1,、,a,2,和,a,3,。,a,1,变，,a,1,、,a,2,和,a,3,也相应改变。,（65）,25,6.2.1,计算法和调制法,一般在输出电压半周期内，器件通、断各,k,次，考虑到,PWM,波四分之一周期对称，,k,个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去,k,1,个频率的特定谐波。,k,的取值越大，开关时刻的计算越复杂。,除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在,6.3,节介绍。,26,6.2.2,异步调制和同步调制,根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，,PWM,调制方式分为,异步调制,和,同步调制,。,通常保持,f,c,固定不变，当,f,r,变化时，载波比,N,是变化的,在信号波的半周期内，,PWM,波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后,1/4,周期的脉冲也不对称,当,f,r,较低时，,N,较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小,当,f,r,增高时，,N,减小，一周期内的脉冲数减少，,PWM,脉冲不对称的影响就变大,载波比,载波频率,f,c,与调制信号频率,f,r,之比，,N,=,f,c,/,f,r,1）,异步调制,载波信号和调制信号不同步的调制方式,27,6.2.2,异步调制和同步调制,2）,同步调制,载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时,使载波与信号波保持同步，即N等于常数。,u,c,u,rU,u,rV,u,rW,u,u,UN,u,VN,O,t,t,t,t,O,O,O,u,WN,2,U,d,-,2,U,d,图6-10 同步调制三相PWM波形,基本同步调制方式，,f,r,变化时,N,不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。,三相电路中公用一个三角波载波，且取,N,为,3,的整数倍，使三相输出对称。,为使一相的,PWM,波正负半周镜对称，,N,应取奇数。,f,r,很低时，,f,c,也很低，由调制带来的谐波不易滤除。,f,r,很高时，,f,c,会过高，使开关器件难以承受。,28,6.2.2,异步调制和同步调制,3）,分段同步调制,异步调制和同步调制的综合应用。,把整个,f,r,范围划分成若干个频段，每个频段内保持,N,恒定，不同频段的,N,不同。,在,f,r,高的频段采用较低的,N,，,使载波频率不致过高；在,f,r,低的频段采用较高的,N,，,使载波频率不致过低。,为防止,f,c,在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。,同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。,可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。,图6-11 分段同步调制方式举例,29,6.2.3 规则采样法,1）自然采样法：,按照SPWM控制的基本原理产生的PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。,u,c,u,O,t,u,r,T,c,A,D,B,O,t,u,o,t,A,t,D,t,B,d,d,d,2,d,2,d,图6-12 规则采样法,2）规则采样法,工程实用方法，效果接近自然采 样法，计算,量小得多。,30,6.2.3 规则采样法,三角波两个正峰值之间为一个采样周期,T,c,。,自然采样法中，脉冲中点不和三角波,(,负峰点,),重合。,规则采样法使两者重合，使计算大为减化。,如图所示确定,A,、,B,点，在,t,A,和,t,B,时刻控制开关器件的通断。,脉冲宽度,d,和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,规则采样法,原理,u,c,u,O,t,u,r,T,c,A,D,B,O,t,u,o,t,A,t,D,t,B,d,d,d,2,d,2,d,图6-12 规则采样法,31,6.2.3 规则采样法,规则采样法计算公式推导,正弦调制信号波,三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,(6-7),a,称为,调制度,，0,a,1；,w,r,为信号波角频率,从图6-12得,(6-6),u,c,u,O,t,u,r,T,c,A,D,B,O,t,u,o,t,A,t,D,t,B,d,d,d,2,d,2,d,图6-12 规则采样法,32,6.2.3 规则采样法,3）,三相桥逆变电路,的情况,三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差,120,同一三角波周期内三相的脉宽分别为,d,U,、,d,V,和,d,W,，,脉冲两边的间隙宽度分别为,d,U,、,d,V,和,d,W,，,同一时刻三相调制波电压之和为零，由式,(6-6),得,由式,(6-7),得,利用以上两式可简化三相SPWM波的计算,(6-8),(6-9),33,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。,谐波,频率和幅值,是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。,分析以,双极性,SPWM波形为准。,同步调制可看成异步调制的,特殊,情况，只分析异步调制方式。,分析方法,以载波周期为基础，再利用,贝塞尔函数,推导出PWM波的,傅里叶级数,表达式。,尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。,34,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,c,+,k,r,),角频率,(,n,w,w,1,0,0,2,+,-,1,2,3,4,+,-,0,2,+,-,4,+,-,0,1,+,-,3,+,-,5,+,-,谐波振幅,0.2,0.4,0.6,0.8,1.0,1.2,1.4,k,n,a,=,1.0,a,=,0.8,a,=,0.5,a,=,0,图,6-13,，不同,a,时单相桥式,PWM,逆变电路输出电压频谱图。,1）,单相的分析结果,谐波角频率为,:,式中，,n,=1,3,5,时，,k,=0,2,4,；,n,=2,4,6,时，,k,=1,3,5,PWM,波中不含低次谐波，只含,w,c,及其附近的谐波以及,2,w,c,、,3,w,c,等及其附近的谐波。,图,6-13,单相,PWM,桥式逆变电路输出电压频谱图,35,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,2）,三相的分析结果公用载波信号时的情况,输出线电压中的谐波角频率为,式中，,n,=1,3,5,时，,k,=3(2,m,1)1，,m,=1,2,；,n,=2,4,6,时，,图,6-14,，不同,a,时三相桥式,PWM,逆变电路输出电压频谱图。,公用载波信号时的情况。,1,0,0,2,+,-,1,2,3,4,+,-,0,2,+,-,4,+,-,0,1,+,-,3,+,-,5,+,-,0.2,0.4,0.6,0.8,1.0,1.2,k,n,a,=,1.0,a,=,0.8,a,=,0.5,a,=,0,角频率,(,n,w,c,+,k,w,r,),图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图,谐波振幅,36,6.2.4 PWM逆变电路的谐波分析,三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率,w,c,整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的,是,w,c,2,w,r,和,2,w,c,w,r,。,SPWM,波中谐波主要是角频率为,w,c,、,2,w,c,及其附近的谐波，很容易滤除。,当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和,SPWM,波的谐波分析一致。,谐波分析小结,37,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,直流电压利用率,逆变电路输出交流电压基波最大幅值,U,1m,和直流电压,U,d,之比。,提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。,减少器件的开关次数可以降低开关损耗。,正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度,a,为1时，输出线电压的基波幅值为 ，直流电压利用率为,0.866,，实际还更低。,梯形波调制方法的思路,采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。,当梯形波幅值和三角波幅值相等时，梯形波所含的基波分量幅值更大。,38,u,c,u,rU,u,rV,u,rW,u,u,UN,O,w,t,O,w,t,O,w,t,O,w,t,u,VN,u,UV,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制,1）梯形波调制方法的原理及波形,梯形波的形状用,三角化率,s,=,U,t,/,U,to,描述，,U,t,为以横轴为底时梯形波的高，,U,to,为以,横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。,s,=0,时梯形波变为矩形波，,s,=1,时梯形波变为三角波。,梯形波含低次谐波，,PWM,波含同样的低次谐波。,低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为,d,。,39,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,图6-16，,d,和,U,1m,/,U,d,随,s,变化的情况。,图6-17，,s,变化时各次谐波分量幅值,U,nm,和基波幅值,U,1m,之比。,U,d,0,0.2,0.4,0.6,0.8,1.0,d,0.2,0.4,0.6,0.8,1.0,1.2,1,m,U,d,U,d,U,1m,图6-16,s,变化时的,d,和直流电压利用率,s,0.2,0.4,0.6,0.8,1.0,s,5,w,r,0,0.1,0.2,7,w,r,11,w,r,13,w,r,U,1m,U,mn,图6-17,s,变化时的各次谐波含量,梯形波调制的缺点：,输出波形中含5次、7次等低次谐波,s,=0.4时，谐波含量也较少，约为3.6%，直流电压利用率为1.03,，,综合效果较好。,40,2）,线电压控制方式,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,u,u,c,r1,u,O,w,t,u,r,u,r1,u,O,w,t,u,r3,图,6-18,叠加,3,次谐波的调制信号,对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。,目标,使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。,直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压,相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为,相电压控制方式,。,鞍形波的基波分量幅值大。,除叠加,3,次谐波外，还可叠加其他,3,倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。,叠加三次谐波,在相电压调制信号中叠加,3,次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含,3,次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时，,3,次谐波相互抵消，线电压为正弦波。,41,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,3）,线电压控制方式举例,（叠加3倍次谐波和直流分量）,叠加,u,p,，,既包含,3,倍次谐波，也包含直流分量，,u,p,大小随正弦信号的大小而变化。,设三角波载波幅值为,1,，三相调制信号的正弦分别为,u,rU1,、,u,rV1,和,u,rW1,，,并令,(6-12),则三相的调制信号分别为,图6-19 线电压控制方式举例,42,6.2.5,提高直流电压利用率和减少开关次数,不论,u,rU1,、,u,rV1,和,u,rW1,幅值的大小，,u,rU,、,u,rV,、,u,rW,总有,1/3,周期的值和三角波负峰值相等。在这,1/3,周期中，不对调制信号值为,-1,的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为,两相控制方式,。,优点,（,1,）在,1/3,周期内器件不动作，开关损耗减少,1/3,。,（,2,）最大输出线电压基波幅值为,U,d,，,直流电压利用率,提高。,（,3,）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。,43,6.2.6 PWM,逆变电路的多重化,PWM,多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量,PWM,逆变电路,多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式,利用电抗器联接的二重,PWM,逆变电路（图,6-20,，图,6-21),图6-20 二重PWM型逆变电路,两个单元逆变电路的载波信号相互错开180,输出端相对于直流电源中点N,的电压,u,UN,=(,u,U1N,+,u,U2N,)/2,已变为单极性PWM波,44,6.2.6 PWM,逆变电路的多重化,输出线电压共有,0,、,(1/2),U,d,、,U,d,五个电平，比非多重化时谐波有所减少。,电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了。,输出电压所含谐波角频率仍可表示为,n,w,c,+,k,w,r,，,但其中,n,为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在,2,w,c,附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。,图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形,45,6.3 PWM,跟踪控制技术,PWM,波形生成的第三种方法,跟踪控制方法,。,把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为,反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路,各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号,变化。,常用的有,滞环比较方式,和,三角波比较方式,。,46,6.3 PWM,跟踪控制技术,6.3.1,滞环比较方式,6.3.2,三角形比较方式,47,6.3.1 滞环比较方式,1),跟踪型PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。,t,O,i,i,i,*,+,D,I,i,*,-,D,I,i,*,图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流,图6-22 滞环比较方式电流跟踪控制举例,基本原理,把指令电流,i,*,和实际输出电流,i,的偏差,i,*,-,i,作为滞环比较器的输入。,V,1,（或,VD,1,）,通时，,i,增大,V,2,（或,VD,2,）,通时，,i,减小,通过环宽为,2,D,I,的滞环比较器的控制，,i,就在,i,*,+,D,I,和,i,*,-,D,I,的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流,i,*,。,参数的影响,环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。,L,大时，,i,的变化率小，跟踪慢；,L,小时，,i,的变化率大，开关频率过高。,滞环环宽,电抗器,L,的作用,48,6.3.1 滞环比较方式,2),三相的情况,图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形,图6-24 三相电流跟踪型PWM逆变电路,脉宽的变化是随机的,49,6.3.1 滞环比较方式,3),采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下,特点,。,（,1）硬件电路简单。,（2）实时控制，电流响应快。,（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。,（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流,中高次谐波含量多。,（5）,闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。,50,6.3.1 滞环比较方式,4),采用滞环比较方式实现电压跟踪控制,把指令电压,u,*,和输出电压,u,进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。,图6-26 电压跟踪控制电路举例,51,6.3.1 滞环比较方式,和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压。,输出电压,PWM,波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。,u,*,=0,时，输出电压,u,为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。,u,*,为直流信号时，,u,产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。,u,*,为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从,u,中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和,u,*,相同，从而实现电压跟踪控制。,52,6.3.2 三角形比较方式,负,载,+,-,i,U,i,*,U,+,-,i,V,i,*,V,+,-,i,W,i,*,W,U,d,C,+,-,C,+,-,C,+,-,三相三角波,发生电路,A,A,A,(1)基本原理,不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制。,把指令电流,i,*,U,、,i,*,V,和,i,*,W,和实际输出电流,i,U,、,i,V,、,i,W,进行比较，求出偏差，通过放大器,A,放大后，再去和三角波进行比较，产生,PWM,波形。,放大器,A,通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。,(2)特点,开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。,为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。,和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。,图,6-27,三角波比较方式电流跟踪型逆变电路,53,6.3.2 三角形比较方式,不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。,以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断。,在时钟信号到来的时刻，,如,i,i,*,，,V,1,断，,V,2,通，使,I,减小。,每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。,采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的,1/2,。,和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。,(3)除上述两种比较方式外，还有,定时比较方式,。,54,6.4 PWM,整流电路及其控制方法,实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流。,晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，因此功率因数很低。,二极管整流电路：虽位移因数接近,1,，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低。,把逆变电路中的,SPWM,控制技术用于整流电路，就形成了,PWM,整流电路,。,控制,PWM,整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为,1,，也称,单位功率因数变流器,，或,高功率因数整流器,。,55,6.4 PWM,整流电路及其控制方法,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,6.4.2 PWM,整流电路的控制方法,56,1单相PWM整流电路,图6-28 单相PWM整流电路,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,PWM,整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多。,半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接。,单相半桥电路,交流侧电感,L,s,包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。,全桥电路直流侧电容只要一个就可以。,单相全桥电路,57,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,(1),单相全桥PWM整流电路,的工作原理,正弦信号波和三角波相比较的方法对图,6-28b,中的,V,1,V,4,进行,SPWM,控制，就可以在桥的交流输入端,AB,产生一个,SPWM,波,u,AB,。,u,AB,中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。,由于,L,s,的滤波作用，谐波电压只使,i,s,产生很小的脉动。,当正弦信号波频率和电源频率相同时，,i,s,也为与电源频率相同的正弦波。,u,s,一定时，,i,s,幅值和相位仅由,u,AB,中基波,u,ABf,的幅值及其与,u,s,的相位差决定。,改变,u,ABf,的幅值和相位，可使,i,s,和,u,s,同相或反相，,i,s,比,u,s,超前,90,，或使,i,s,与,u,s,相位差为所需角度。,58,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,图6-29 PWM整流电路的运行方式向量图,a)整流运行,b)逆变运行,c)无功补偿运行,d)超前角为,j,d,j,U,s,U,L,U,R,U,AB,I,s,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,59,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,b)逆变运行,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,a)整流运行,d,U,s,U,L,U,R,U,AB,I,s,a,：,滞后 相角,d,，,和 同相，,整流状态,，功率因数为,1,。,PWM,整流电路最基本的工作状态。,b,：,超前 相角,d,，,和 反相，逆变状态，说明,PWM,整流电路可实现能量正反两个方向的流动，这一特点对于需再生制动的交流电动机调速系统很重要,60,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,c)无功补偿运行,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,d)超前角为,j,j,d,U,s,U,R,U,AB,I,s,U,L,c,：,滞后 相角,d,，,超前,90,，电路向交流电源送出无功功率，这时称为,静止无功功率发生器,（,Static,Var,GeneratorSVG,）,。,d,：,通过对 幅值和相位的控制，可以使 比 超前或滞后任一角度,j,。,61,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,(2)对,单相全桥PWM整流电路,工作原理的进一步说明,整流状态下:,u,s,0,时,，（,V,2,、,VD,4,、,VD,1,、,L,s,）,和（,V,3,、,VD,1,、,VD,4,、,L,s,）,分别组成两个升压斩波电路，以（,V,2,、,VD,4,、,VD,1,、,L,s,）,为例。,V,2,通时，,u,s,通过,V,2,、,VD,4,向,L,s,储能。,V,2,关断时，,L,s,中的储能通过,VD,1,、,VD,4,向,C,充电。,u,s,0,时,，（,V,1,、,VD,3,、,VD,2,、,L,s,）,和（,V,4,、,VD,2,、,VD,3,、,L,s,）,分别组成两个升压斩波电路。,62,6.4.1 PWM,整流电路的工作原理,2三相PWM整流电路,三相桥式,PWM,整流电路，是最基本的,PWM,整流电路之一，应用最广。,工作原理和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。,进行,SPWM,控制，在交流输入端,A,、,B,和,C,可得,SPWM,电压，按图,6-29a,的相量图控制，可使,i,a,、,i,b,、,i,c,为正弦波且和电压同相且功率因数近似为,1,。,和单相相同，该电路也可工作在逆变运行状态及图,c,或,d,的状态。,图6-30 三相桥式PWM整流电路,负载,63,6.4.2 PWM,整流电路的控制方法,图6-31 间接电流控制系统结构,1)间接电流控制,间接电流控制也称为,相位和幅值控制,。,按图,6-29a,（,逆变时为图,6-29b,）,的相量关系来控制整流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为,1,的控制效果。,图,6-31,，,间接电流控制的系统结构图,图中的,PWM,整流电路为图,6-30,的三相桥式电路,控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环。,有多种控制方法，根据有没有,引入电流反馈,可分为两种,间接电流控制,、,直接电流控制,。,64,6.4.2 PWM,整流电路的控制方法,从整流运行向逆变运行转换,首先负载电流反向而向,C,充电，,u,d,抬高，,PI,调节器出现负偏差，,i,d,减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位反相，实现逆变运行。,稳态时，,u,d,和 仍然相等，,PI,调节器输入恢复到零，,i,d,为负值，并与逆变电流的大小对应。,控制原理,和实际的直流电压,u,d,比较后送入,PI,调节器，,PI,调节器的输出为一直流电流信号,i,d,，,i,d,的大小和整流器交流输入电流幅值成正比。,稳态时，,u,d,=,，,PI,调节器输入为零，,PI,调节器的输出,i,d,和负载电流大小对应，也和交流输入电流幅值相对应。,负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。,负载电流增大时，,C,放电而使,u,d,下降，,PI,的输入端出现正偏差，使其输出,i,d,增大，进而使交流输入电流增大，也使,u,d,回升。达到新的稳态时，,u,d,和 相等，,PI,调节器输入仍恢复到零，而,i,d,则稳定为新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流对应。,65,6.4.2 PWM,整流电路的控制方法,控制系统中其余部分的工作原理,图中上面的乘法器是,i,d,分别乘以和,a,、,b,、,c,三相相电压同相位的正弦信号，再乘以电阻,R,，,得到各相电流在,R,s,上的压降,u,Ra,、,u,Rb,和,u,Rc,。,图中下面的乘法器是,i,d,分别乘以比,a,、,b,、,c,三相相电压相位超前,/2,的余弦信号，再乘以电感,L,的感抗，得到各相电流在电感,L,s,上的压降,u,La,、,u,Lb,和,u,Lc,。,各,相电源相电压,u,a,、,u,b,、,u,c,分别减去前面求得的输入电流在电阻,R,和电感,L,上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的相电压,u,A,、,u,B,和,u,C,的信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到,PWM,开关信号去控制整流桥，就可以得到需要的控制效果。,存在的问题,在信号运算过程中用到电路参数,L,s,和,R,s,，当,L,s,和,R,s,的运算值和实际值有误差时，会影响到控制效果。,是基于系统的静态模型设计的，其动态特性较差。,间接电流控制的系统应用较少。,66,6.4.2 PWM,整流电路的控制方法,2),直接电流控制,有不同的电流跟踪控制方法，,图,6-32,给出一种最常用的采用电流滞环比较方式的控制系统结构图。,图6-32 直接电流控制系