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微波仿真实验
实验报告

题目：微波仿真实验
学院：电子工程学院
班级：
姓名：
学号：2013xxxxxx

微波仿真课（1）
一、 实验要求：
1. 了解ADS Schematic的使用和设置。
打开ADS软件（2009版本），选择“以管理员身份运行”，新建工程并命名，新建Schematic窗口。截图如下：

2. 在Schematic里，分别仿真理想电容20pF和理想电感5nH，仿真频率为（1Hz-100GHz），观察仿真结果，并分析原因。
① 理想电容20pF，仿真频率为（1Hz-100GHz）： 电路图：对数曲线：
分析：由计算可知：S11=Z/Z+2 S12=2/Z+2,该网络互易对称可知S21=S12, S22=S11, Z=1/jωC, 随着频率的增加，S11=Z/Z+2将会减小，最终趋向于0，即-70db, S12=2/Z+2，f=1HZ时，Z趋近于无穷，S12趋近于0，即1db, f逐渐增大到100GHZ时，Z=1, S12=1/3，仍然接近于0，即1db。
② 理想电感5nH，仿真频率为（1Hz-100GHz）： 电路图：史密斯圆图：对数曲线：分析：由计算可知：S11=Z/Z+2 S12=2/Z+2。由该网络互易对称可知S21=S12, S22=S11, Z=jωL, 随着频率的增加，S11=Z/Z+2将会增大，最终趋向于1，即0db, S12=2/Z+2将会随着频率的减小而减小，最终趋向于0，在图中即为-30db。
3.Linecalc的使用：
a) 计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω微带线的宽度；
将FR4基片的参数输入到Linecalc中，计算得到中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω微带线的宽度为1.543670mm，截图如下：

b) 计算中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω共面波导（CPW）的横截面尺寸（中心信号线宽度与接地板之间的距离）。
将FR4基片的参数输入到Linecalc中，计算得到中心频率1GHz时，FR4基片的50Ω共面波导（CPW）的中心信号线宽度为87.8355mm,与接地板之间的距离为5mm，截图如下：

4.基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分析原因。
电路图：
Smith圆图：

分析：Smith圆图上近似在r = 无穷的等电阻圆上转一圈多，频率每增加1G，圆就增加半圈，即λ/4电长度，由于CPW存在损耗，即衰减系数不为0，相位常数不为0，所以相位和大小均发生改变，所以反射系数成螺旋型，当频率为0时，位于史密斯原图开路点处，1GHZ时，顺时针旋转半个周期到短路点处，反射系数的绝对值即为所在点到圆心的距离，虽然从500M到3G时，反射系数的大小都接近1（终端短路时的传输系数），但随着频率的升高，反射系数的绝对值略有减小，同时说明传输系数增大，说明随着频率越高，衰减系数越小，即损耗越小。
5.基于FR4基板，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路CPW线的性能参数，中心工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。
电路图：

史密斯圆图：

分析：
阻抗计算结果：
500MHz时，Zin = Z0*(0.069+j1.042) ≈ j*Z0
2GHz下， Zin = Z0*(0.034-j*0.026) ≈ 0
变化原因：
对以1GHz为中心频率的1/4波长CPW而言，对1GHz对应1/4波长，此时阻抗倒置，由短路点变为开路点； 2GHz下，频率加倍，波长减半，对相同的波导规格，电长度加倍，相当于1/2波长，阻抗还原，仍为短路点，500MHz时，电长度相当于1/8波长，相当于从短路点（-1，0）在Smith圆图中顺时针（向源）旋转了1/4个圆。
6.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。
①理想传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：

史密斯圆图：

② 微带传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz： 电路图：史密斯圆图：
③理想传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：
史密斯圆图：

④微带传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：
史密斯圆图：
分析：理想传输线的史密斯圆图在开路圆山重复旋转将近一圈多，而微带传输线的史密斯圆图的曲线呈螺旋型，且随着频率的增大，波长变小，即对应相同的波导，电长度变大，此时反射系数的模值变小，即说明理想传输线不存在损耗，而微带线的损耗随着频率的增加而减小。对于1Ghz对应的λ/4的理想传输线，2Ghz对应λ/2的理想传输线，相当于阻抗还原，对于没有损耗的理想传输线来说，其输入阻抗接近无穷，而对应微带传输线来说，其因为存在损耗，所以值会略有减小。500Mhz对应的是λ/8，即从开路点处朝源的方向，即顺时针旋转λ/8长度得到的输入阻抗，同理，微带线比理想线略小。
扩展仿真频率，由于理想传输线不存在损耗，所以即时频率扩展了，也仍以2G为一个频率周期重复再开路圆上画圆，而由于微带线存在损耗，随着频率越来越大，反射系数的模值将会越来越小。
7.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω四分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。
①理想传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：

史密斯圆图：
② 微带传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz： 电路图：史密斯圆图：

③ 理想传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：

史密斯圆图：
④ 微带传输线，特性阻抗为50Ω四分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz： 电路图：史密斯圆图：

分析：四分之一波长短路线的短路点在1GHz，即中心工作频率。对于理想传输线，能量并不会随频率升高而衰减，因此史密斯原图无变化。而对于微带线，因为微带线有耗，损耗随功率升高而增大，因此反射系数逐渐减小，从而随着频率的升高，半径越来越小。
8.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长开路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。
①理想传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：
史密斯圆图：
②微带传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：史密斯圆图：

③ 理想传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz： 电路图：
史密斯圆图：
④微带传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，开路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：史密斯圆图：
分析：二分之一波长开路线的开路点在1GHz，即中心工作频率。对于理想传输线，能量并不会随频率升高而衰减，因此史密斯原图无变化。而对于微带线，因为微带线有耗，损耗随功率升高而增大，因此反射系数逐渐减小，从而随着频率的升高，半径越来越小。
9.分别用理想传输线和在FR4基片上的微带传输线，仿真一段特性阻抗为50Ω二分之一波长短路线的性能参数，工作频率为1GHz。仿真频段（500MHz-3GHz）,观察Smith圆图变化，分别求出500MHz和2GHz的输入阻抗，分析变化原因。扩展仿真频率（500MHz-50GHz），分析曲线变化原因。
①理想传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：

史密斯圆图： ②微带传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-3GHz：
电路图：

史密斯圆图：
③理想传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：
史密斯圆图：
④ 微带传输线，特性阻抗为50Ω二分之一波长，短路线，工作频率为1GHz，仿真频段500MHz-50GHz：
电路图：史密斯圆图：

注：FR4基片：介电常数为4.4,厚度为1.6mm，损耗角正切为0.02。
分析：二分之一波长开路线阻抗不变，所以开路经阻抗变换后还是开路。
微波仿真课（2）
一、实验要求：
1.用一段理想四分之一波长阻抗变换器匹配10欧姆到50欧姆，仿真S参数，给出-20dB带宽特性，工作频率为1GHz。
理想四分之一波长阻抗变换器，匹配10欧姆到50欧姆，工作频率为1GHz，频率范围取0-3GHz：
电路图：

对数曲线：

2.用一段FR4基片上四分之一波长阻抗变换器匹配10欧姆到50欧姆，仿真S参数，给出-20dB带宽特性，工作频率为1GHz，比较分析题1和题2的结果。
FR4基片上四分之一波长阻抗变换器，匹配10欧姆到50欧姆，工作频率为1GHz，频率范围取0-3GHz，步长取1MHz：
电路图：

对数曲线：

分析：由图可知，-20dB的带宽W=1065-921=143MHz，最低点对应频率为1GHz，即史密斯圆图的圆心处，由此可见已完成匹配，带宽略大于理想传输线。
3.设计一个3节二项式匹配变换器，用于匹配10欧姆到50欧姆的传输线，中心频率是1GHz，该电路在FR4基片上用微带线实现，设计这个匹配变换器并计算的带宽，给出回波损耗和插入损耗与频率的关系曲线，比较分析题2和题3的结果。
取频率范围为0-3GHz，步长为0.001GHz，由题目可知，ZL=10Ω，ZS=50Ω，所以：
Z1=ZL^(7/8)ZS^(1/8)=12.23Ω，
Z2=ZL^(1/2)ZS^(1/2)=22.36Ω， 
Z3=ZL^(1/8)ZS^(7/8)=40.89Ω 。
电路图：

对数曲线：

分析：由该反射系数幅频特性曲线可以看出，回波损耗最低点约在1Ghz附近，说明在1GHz附近实现阻抗匹配。
的带宽：即为-20db,所以有图可以看出，带宽为(1325-677)MHZ=648MHZ。
比较：与理性传输线相比较而言，并不十分标准的在中心工作频率出实现匹配，略有偏差，因为微带线存在损耗。与单支节的微带匹配相比，带宽增加，且传输特性更为平坦，可以看出多节变换器比单节变换器能够提供更大的带宽，在接近设计频率处，传输较为平坦。
4.题3中，若用3节切比雪夫匹配变换器实现，比较同样情况下的带宽，回波损耗和插入损耗与频率的关系曲线，比较分析题3和题4结果。
取频率范围为0-3GHz，步长为0.001GHz
1）计算出三节微带传输线的特性阻抗
利用理论知识，计算出切比雪夫阻抗变换器的多节特征阻抗值，并利用linecalc计算出微带线的参数，绘制仿真原理图。
电路图：

对数曲线图：
分析：该反射系数反映了切比雪夫阻抗变换器的等波纹特性，反射系数在Tm与0之间来回波动，传输特性不够平坦，其带宽为（2524-1640）=884MHZ.
比较：切比雪夫阻抗变换器与二项式变换器相比较，传输特性不如二项式平坦，但相同的节数带宽更宽，且获得陡峭的带外衰减。
5.对于一个负载阻抗ZL=60-j80欧姆，利用Smith Chart Utility功能，分别设计并联短路单枝节和并联开路单枝节匹配，并将Smith Chart Utility给出的匹配结果在Schematic中仿真，给出1-3GHz的回波损耗与频率的关系曲线，并给出的带宽。
①并联短路单支节匹配：
史密斯圆图：

串联支节参数：

并联支节参数：

曲线图：

电路图：

底层模型：
史密斯圆图仿真结果：
分析：在2GHZ频率处，归一化输入阻抗接近为1，即实现阻抗匹配，且S11为反射系数，在2GHZ频率处，反射系数位于原点，即反射系数的模值为0，即不反射，从另一角度说明此时实现功率全部传入负载，即实现负载匹配。
反射系数幅频特性曲线：

并联短路单支节匹配的-20db带宽为(2.089-1.888)GHZ=99MHZ。
②并联开路单支节匹配：
史密斯圆图：
串联支节参数：

并联支结参数：

曲线图：

电路图：

底层模型：

仿真结果及分析：
S11的史密斯圆图仿真：

S11的幅频特性曲线：

开路单支节匹配的-20db带宽为(2.051-1.958)GHZ=93MHZ。
分析:由实验结果可以看出，短路单支节匹配的带宽远大于开路单支节匹配的带宽。再比较两次实验结果可以看出回波损耗的最小值都位于2Ghz,反射系数也在该频率处模值为0，即开路单支节和短路单支节均可在中心频率处实现匹配。但相比之下，短路单支节匹配的带宽要更大。
6.并联双枝节匹配电路，并联双枝节为开路，枝节之间相距λ/8，中心工作频率为2GHz,利用理想传输线，给出1-3GHz的回波损耗与频率的关系曲线，并给出的带宽。
史密斯圆图：

支结参数：

曲线图：

电路图：

对数曲线：

分析：-20db带宽为（2.054-1.941）GHZ=0.113Ghz。
回波损耗最低点在2GHZ，说明在中心工作频率处实现阻抗匹配。
史密斯圆图：

分析：在2Ghz处，输入阻抗归一化的值接近1，说明此时实现负载匹配。
微波仿真课（3）
一、实验要求：
Momentum：
1.在FR4基板上分别仿真四分之一波长开路线，四分之一波长短路线，二分之一波长开路线和二分之一波长短路线，中心工作频率为1GHz，并与Schematic仿真结果比较。仿真的频率: 0-3GHz。
①四分之一波长开路线:

② 四分之一波长短路线:

③ 二分之一波长开路线:

④ 二分之一波长短路线:

比较：与Schematic仿真结果相比，Momentum仿真结果不是很准确，仿真点没有在smith圆图开路点和短路点的位置上。
2.针对第1题，改变仿真的频率为: 0-40GHz，观察上述传输线的性能变化并分析原因。
①λ/4短路仿真（改变仿真频率）

②λ/4开路仿真（改变仿真频率）
③λ/2短路仿真（改变仿真频率）

④λ/2开路仿真（改变仿真频率）

分析：与上一题相比，由于仿真频率范围的增大，仿真结果更加精确，但同时也产生较多的失真。对于λ/2微带线来说，0到40Ghz约为40个周期，对于λ/2微带线来说，约为20个周期，且随着频率增大，波长减小，电长度增大，由于材料不是理想传输线，所以损耗随频率增大，即反射系数的模值随频率增大而减小。但随着仿真频率的大大提高，导致误差越来越大，甚至不再是规律的螺旋线。
3.在Momentum 里，仿真一个大小为40mm*45mm端接3mm*1mm的负载（频率:0.5-2.5GHz），结构如下：
45mm
40mm
3mm
1mm

求出f=1.6GHz的阻抗值，并在该频率下针对该负载分别设计并联开路单枝节和并联短路单枝节匹配到50Ω（如果中心频率出现偏移，试看能否通过调整传输线尺寸，将其性能调回1.6GHz），观察仿真结果，分析带宽性能。
①并联开路单枝节：
在0.5-2.5GHz自适应仿真30点

0.5-2.5GHz线性仿真0.01GHz：

首先在Momentum中设置好板材参数，在1.6GHz处进行单频点仿真，得出阻抗值为47.5-j*63.2。

利用smithchart进行单支节开路匹配：
史密斯圆图：

底层模型：

电路图：

史密斯仿真图：

加入MTEE后对TL1 TL2的长度进行Tune，使达到匹配

得到结果：

修改传输线长度进行微调：
缩短串联微带线长度至7mm：

并联枝节长度缩短至36.2mm。最终得到：

②并联短路单枝节：

Tune得参数：

转化为layout后由于有短路传输线要记得在板材中设置打孔。再进行仿真和微调，最终当串联传输线长度为7.4mm，并联短路枝节长度为10.8mm时达到基本匹配。

4.用3题中的负载，在扫描的频率范围内，找出虚部为0的频率点，并在该频率点用四分之一阻抗变换器实现匹配，并观察和分析仿真结果。
①先在第三题的仿真结果上找到虚部为0的频率点，约为1.617Ghz,读出该频率点的输入阻抗，通过Zo=√(Z01RL)计算出λ/4的特征阻抗。
②通过史密斯原图实现λ/4阻抗匹配：
史密斯圆图如下：

③通过linecalc计算出微带传输线的参数，在版图中实现λ/4阻抗匹配：

④仿真结果及分析

分析：由s11幅频特性曲线可以看出，在频率为1.6Ghz处，回波损耗最小，也即在该频率点处负载最匹配，实现反射系数接近为0，由此可见实现λ/4阻抗匹配。在史密斯圆图中也可以看出在频率为1.6Ghz处，反射系数靠近原点，即反射系数模值接近为0，且输入阻抗接近为1，即实现负载匹配。但由于微带线存在一定损耗，所以并没有理想传输线的数据精准。