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无线半双工多路数据传输系统设计

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2020年4月19日
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无线半双工多路数据传输系统
(本科C 题)
18组 尚勇 郭小虎 陈文辉
摘 要:无线半双工多路数据传输系统分发射和接收两大部分。发射部分采用锁相环式频率合成器技术, MC145152和MC12022芯片组成锁相环,将载波频率精确锁定在35MHz,输出载波的稳定度达到4×10-5,准确度达到3×10-5,由变容二极管V149和集成压控振荡器芯片MC1648实现对载波的调频调制;末级功放选用三极管2SC1970,使其工作在丙类放大状态,提高了放大器的效率,输出功率达到设计要求。接收部分以超大规模AM/FM立体声收音集成芯片CXA1238S为主体,灵敏度、镜像抑制、信噪比等各项性能指标均达到设计要求。采用PT2262/2272编码/解码电路实现了数据传输业务等功能; AT89S52作为整个系统的控制部分,程序设计采用C语言在KEIL51的编译器上编程实现;显示采用16位液晶显示。
关键词: 锁相环、压控振荡器、灵敏度、编码/解码

目 录
1、系统设计 1
1.1 设计要求 1
1.1.1 任务 1
1.1.2 要求 1
1.1.3 说明 1
1.2 总体设计方案 2
1.2.1 设计思路 2
1.2.2 方案论证与比较 2
1.2.3 系统组成 10
2、单元硬件电路设计 11
2.1 发射部分电路的设计 11
2.1.1 压控振荡器的设计 11
2.1.2 锁相环电路设计 13
2.1.3 功率放大电路设计 15
2.1.4 阻抗变换电路设计 16
2.2 接收部分电路的设计 17
2.2.1 CXA1238S芯片 17
2.2.2 天线输入网络 19
2.2.3 高放选频回路 19
2.2.4 本机振荡器 19
2.2.5 中频窄带滤波器 20
2.3 PT2262/2272编码/解码电路设计 20
2.3.1 PT2262/2272芯片介绍 20
2.3.2 PT2262/2272编码/解码电路 21
2.4 抗干扰措施 22
3、 软件设计 22
3.1 软件设计和硬件设计的关键 23
3.2 发射部分程序设计 23
3.3 接收部分程序设计 24
4、 系统测试 24
4.1 测试使用的仪器 24
4.2 指标测试和测试结果 24
4.2.1 发射部分的指标测试和测试结果 24
4.3 波形观察及距离测试 25
4.4 结果分析 26
参考文献 26
附录1 电路原理图 26
附录 2 程序清单 29

1.系统设计
1.1 设计要求
1.1.1 任务
设计并制作一个无线半双工多路数据传输系统,实现主站至从站间的数据传输业务。
1.1.2 要求
(1)基本要求
① 系统按照1 个主站,31 个从站的规模进行设计(实际制作2 个从站),主站以轮询
方式收集从站的数据(见说明1),轮询每个从站的次数不低于1 次／秒,每次传
送一组仿真数据;
②从站的仿真数据是人为生成的两组数字信号(见说明2);从站传输哪一组数据由
主站决定;
③设计制作无线半双工收发单元,其工作频率在(30～40)MHz 中自行选择,各收－4单元工作频率的相对准确性(以主站工作频率为基准)优于10,所有收发单元的
发射功率不大于10mW(在75 欧姆假负载上测定);
④主、从站收发天线采用长度小于等于1 米的拉杆天线,垂直放置,馈线部分自行设
计;
⑤在比特误码率(见说明3)不大于10条件下,主从站通信距离不小于8 米;
⑥主站能实时显示发送数据的从站号及其数据;
⑦从站能实时显示本站发送给主站的数据;从站采用电池供电。
(2)发挥部分
① 在轮询式收集的基础上增加从站主动申请报告数据的功能(见说明4),为便于测试该功能,可在从站上设置按键开关或其它启动方式;
② 主站具有对所有从站数据进行存储和回放的功能,并能按站号显示此前30 秒的历史数据;
③ 在保持发射功率不变且比特误码率不大于10条件下,尽量增大通信距离;
④ 特色与创新。
1.1.3 说明
(1)主站以轮询方式收集从站的数据,即由主站指定从站站号并发出要求传输数据的呼叫,从站收到主站呼叫后,应答上报本站的一组数据;
(2)为方便测试,要求从站的仿真数据是对以下
① 正弦波:s(t)=［2.5+2sin(2πt)］V
② 直 流: 2.5V
两个模拟信号进行人为处理而生成的数字信号,即假定用一个参考电压为5V、采样频
率为10Hz 的单极性8 位A／D 转换器对上述两个模拟信号进行1 秒钟采样,由此生成的两组数据(每组10 个数据)即为对应上述两个模拟信号的仿真数据;
(3)比特误码率的测定能够使用专门仪器,也能够在主站接收一定时长(如30 秒钟)的已知数据,经过比较出现错误的次数作出大致判断;
(4)”从站主动申请报告数据”是指由从站发出报告数据的申请。当某从站发出申请时,主站临时停止轮询,向该从站发出传输数据呼叫,再由从站应答上报;
(5)收发单元不能使用成品收发模块,但允许选用数字调制／解调、射频发射、射频接收等有关集成电路芯片。
1.2 总体设计方案
1.2.1 设计思路
题目要求设计一个无线半双工多路数据传输系统,实现主站至从站间的数据传输业务。设计分发射和接收两大模块,方框图如图1.2.1所示。发射部分采用数字频率合成技术,由变容二极管和集成压控振荡器芯片实现振荡频率的电压控制及对载波的调频调制;加入由频率合成芯片、高速分频器、运算放大器和晶体振荡器等组成的数字锁相环路,使输出频率稳定度达到与参考晶振同等水平;收音电路以超大规模AM/FM立体声收音集成芯片为主体,用一个固定的电压值控制振荡器的振荡频率,使其接收频率与发射频率对应。采用编码解码电路实现题目所要求的一点对多点、数据传输业务的功能;显示部分利用液晶显示模块。为了尽量增加传输距离和降低系统的波形失真,必须采取有效的措施。

图1.2.1 系统基本框图
1.2.2 方案论证与比较
(1)调制体制的方案论证与选择
方案一:采用调幅体制。一般调幅发射机的组成框图如图1.2.2所示,其工作原理是:载波振荡器产生标准的载波信号,数据进入基带信号放大与整形电路后与载波信号进行幅度调制;调制后,功放级将调制后的信号的功率放大到所需发射的功率,再经天线发射出去。
方案二:采用调频体制。它由三部分组成,即频率合成器和FM波的缓冲放大器。频率合成器的作用是产生一个振荡频率稳定度极高的FM信号,它是调制器的核心部件;射频缓冲放大器起缓冲、放大、匹配和滤波的作用。
方案选择:本系统能够采取调幅体制或调频体制。调频系统与调幅系统相比,具有较强的抗干扰能力。故本系统采用调频体制,数据收发也采用2FSK方案。
(2)载波信号产生电路的设计方案论证与选择
方案一:采用LC振荡电路。比如西勒振荡电路,具体电路图如图1.2.3所示。该电路较易起振,输出振荡频率和振幅也较为稳定,波形好,调谐范围也比较宽。电路的振荡频率为,式中。但其调试比较复杂。

图1.2.3 西勒振荡电路
方案二:采用晶体振荡器产生基准频率,再用选频网络加放大器选出它的谐波实现倍频。该方案稳定度较高,但存在35MHz的1/N频率的晶体谐振器难以获得、N太大和选频网络调节较为麻烦等缺点。具体方框图如图1.2.4所示。

图1.2.4 晶振电路产生载波方框图
方案三:PLL频率合成。用MC145152和VCO电路进行频率合成,采用闭环控制。故存在反馈,能得到精度和稳定度很高的频率信号,本题目要求发射频率在30MHz~40MHz之间,选定35MHz作为载波信号。原理框图如图1.2.5所示。

图1.2.5 频率合成原理框图
方案选择:载波信号发生器是主机发射部分的重要组成部分,应能产生等幅高频正弦信号,其振荡频率应十分稳定。方案一和方案二的电路比喻案三的电路简单,可是其短期频率稳定度均只能达到10-2～10-3;而采用频率合成法产生的高频振荡信号的频率稳定度接近晶振的频率稳定度,可达10-5～10-6;且失真度很小。故本设计采用方案三。
(3)接收模块的设计方案论证与选择
FM专业收音电路常采用大规模集成IC CXA1019、CXA1238等大规模集成芯片来实现。
方案一:采用CXA1019作为接收机电路的核心IC。CXA1019是日本索尼公司研制的单片大规模接收机电路,它包含了AM/FM收音机从天线输入、高频放大、混频、本振到中频放大、检波直至低频(音频)功率放大的所有功能。除此之外,还具有调谐指示,电子音量控制等一些辅助功能。
方案二:采用CXA1238作为接收机电路的核心IC。CXA1238是索尼公司在20世纪80年代后期正式推出的集调幅、调频、锁相环、立体声解码等电路为一体的AM/FM立体声收音集成电路。它的电源电压适应范围宽:2～10V范围内电路均能正常工作,且具有立体声和调谐指示LED驱动电路以及FM静噪功能等。
方案选择:上述两种方案实现的功能基本相同,但CXA1238具有耗电小、调整简单等优点;且它的宽电压适应范围和立体声指示及静噪功能也是CXA1019所力所不能及的。故选用方案二。因CXA1238内部带解调电路,能够对语音及数据调制后的信号进行解调。
(4)数据传输的设计方案论证与选择
无线半双工多路数据传输系统要求一点对多点传送,且主站具有轮询功能,同时增加数据传输业务;从主站输入的数据经转换后形成连串的数字信号,这就需要把这数字信号调制发射出去,而且在接收端应把调制信号解调并加以识别显示出来;发射部分预置从站号码发送或群发,接收部分则只有相应的台号接收。
方案一:采用二进制振幅键控(ASK)调制与解调法。ASK有乘法器实现法和键控法两种实现方法,乘法器实现法的原理方框图如图1.2.6所示,其数字信号与载频为fc的余弦信号进行混频得到调制信号;振幅键控信号解调有两种方法,即同步解调法和包络解调法,同步解调方框原理如图1.2.7所示。图中uASK(t)信号经过带通滤波器抑制来自信道的带外干扰,相乘器进行频谱反相搬移,以恢复基带信号。低通滤波器用来抑制相乘器产生的高次谐波干扰,解调的相干载波用2cos2πfct。

图1.2.6 ASK调制器框图

图1.2.7 ASK同步解调方框图
方案二:采用微控制器和PT2262/2272组成的编码/解码电路。PT2262/2272是一对CMOS工艺制造的低功耗低价位带地址、数据编码/解码功能,是当前在无线通讯电路中作地址编码识别和数据传输最常见的芯片之一。PT2262/2272发射接收电路原理框图分别如图1.2.8和图1.2.9所示。在发射端,微控制器对PT2262的地址位进行预置,同时输入数据,经过微控制器进行短信编码后产生相应的数据去预置PT2262的数据位后,再调制发射出去;接收端,把接收到的信号进行解调放大后,送至PT2272,解码后在数据位产生对应的数据,经过微控制器进行短信解码后在液晶上显示所发送的数据。

图1.2.8 采用PT2262编码电路的发射原理框图

图1.2.9 采用2272解码电路的接收原理框图
方案选择:上述两种方案都能够发送而且接收数字信号,但它们的原理不同,方案一是采用数字调制,而本设计发射部分的主体是频率合成技术,数字调制则无法把数字信号调制发射出去;方案二采用常见的PT2262/2272编码/解码电路,可靠性高,且与系统兼容;综上所述,本设计采用方案二。
(5)自动控制模块的设计方案论证与选择
无线半双工多路数据传输系统的自动控制部分直接关系到系统 ”智能化”与”自动化”的实现,其控制方案的拟定,考虑了以下两个方面。发射和接收的控制方框图分别如图1.2.10和图1.2.11所示。

图1.2.10 发射部分控制方框图

图1.2.11 接收部分控制方框图
方案一:采用FPGA(现场可编程逻辑门阵列)作为系统的控制核心。由于FPGA具有强大的资源,使用方便灵活,易于进行功能扩展,特别是结合了EDA,能够达到很高的效率。系统的多个部件如频率测量电路,键盘控制电路,显示控制等都能够集成到一块芯片上,大大减小了系统的体积,而且提高了系统的稳定性。
方案二:基于单片机技术的控制方案。相对于FPGA的并行处理方式,单片机是经过对程序语句的顺序执行来建立与外部设备的通信和完成其内部运算处理,从而实现对信号的采集、处理和输出控制。它最主要的特点是其串行处理特性。
方案选择:上述两种控制方式除了在处理方式和处理能力(速度)上的差异外,在实现的效果以及复杂程度等方面也有显著的区别。FPGA将器件功能在一块芯片上,相对于单片机外围电路较少,集成度高。而单片机技术比较成熟,开发过程中能够利用的资源和工具丰富、价格便宜、成本低。鉴于本设计中,仅单片机的资源已经能满足设计的需求,而FPGA的高速处理的优势在这里却得不到充分体现;因此本设计的控制方案模块拟选用上述基于单片机技术的方案二。单片机采用Atmel公司生产的AT89S51,实现对收发模块的控制。
(6)关于尽量增加传输距离的分析
传输距离是无线半双工多路数据传输系统的综合性能指标。根据无线传输距离公式1.2.1所示。
(1.2.1)
式中,Pt为发射机天线端辐射的有效功率,Smin为接收机的最小检测功率,Gt、Gr分别为发射机天线和接收机天线的增益,K值在发射频率确定的情况下基本是一个常量。
要增大传输距离Rmax应从如下几个方面考虑:
① 在发射机接75Ω假负载,其功率不大于10mW的情况下,尽量提高发射机天线辐射的有效功率Pt。当f=35MHz时,λ=8.5657m,当拉杆天线长1m,直径3mm时,经过MATLAB仿真计算可得,拉杆天线的等效阻抗Zr为

由此可见,发射机输出端阻抗与天线严重失配。为使天线辐射功率最大,如图1.2.12所示必须在天线端口接一个电感L,使L与CL形成串联谐振,抵消CL的作用。同时使发射机输出阻抗Ri=50Ω与RL匹配,中间必须接一个降阻网络。

图1.2.12 发射部分阻抗匹配示意图
② 提高接收机灵敏度。由式1.2.1可知,提高接收机灵敏度(即降低接收机的Smin)与提高发射机天线辐射功率Pt对增加传输距离是同等重要的。故接收机采用超外差体制,而且对接收机要调准,使接收机灵敏度最高。
③ 在接收机输入端和拉杆天线之间必须加装升阻网络。一方面使天线阻抗与接收机输入阻抗匹配,同时加装一个电感,使之与天线等效电容形成串联谐振,接收机高放电路采用低阻抗输入的共基电路。本设计采用的CXA1238S芯片内部已集成了该电路。如果在天线输入端再加一级低噪声天线放大器,会提高接收机的灵敏度从而增加作用距离。
④ 因本设计收发天线均采用拉杆天线或导线,其长度≤1m。为提高收发天线的增益,应使拉杆天线的长度等于1m或略小于1m。而且要注意收发信号时,使收发天线的极化一致,且方向调在最合适的位置。
⑤ 当频率为35MHz时,波长λ为8.6m,其传输特性按直线传输,如果中间有障碍物则会产生反射和折射现象,对传输距离有很大的影响。因此测试应在空旷地方,中间不能有障碍物或屏蔽物。
⑥ 根据电波传输理论,如图1.2.13所示。在距离为(2n-1)λ/4时,会出现波谷,收听效果最差;在距离为nλ/2时,会出现波峰,收听效果最好。其中n为自然数。

图1.2.13 电波传输理论示意图
(7)关于尽量减小系统输出信号失真度的分析
输出信号失真度也是无线半双工多路数据传输系统的重要指标。该指标的优劣取决于接收和发射两个分机。对可能产生波形失真的原因要分析清楚,从而采取有效措施,才能保证系统输出波形无明显失真。
从发射机方面考虑,应该注意以下:
调制器部分。由上述分析可知,收发系统均采用调频(FM)体制,要求调频波的瞬时频率与输入信号(即调制信号)uΩ(t)或线性关系即
(1.2.2)
而调制器采用的VCO电路,以变容二极管做调谐元件。其变容二极管结电容,式中r为电容变化指数。
若变容二极管作为振荡回路的总电容时,则瞬时角频率ω(x)为
(1.2.3)
为使角频率ω(x)与调制信号uΩ(t)成线性关系,必须选取r=2的变容二极管。
若变容二极管部分接入振荡回路时,应取电容变化指数r=1。
根据单元电路设计,本方案采用变容二极管作为振荡回路的总电路设计,故取r=2,且变容二极管静态反偏电压取在合适位置,从而保障失真度最小。
从接收机方面考虑,应该注意以下几点:
① 鉴频/鉴相器部分。如图1.2.14所示,鉴频/鉴相器鉴频特性应取其线性部分,线性度要好,且静态工作点应选择在图形的中点,最大频偏。广电总局标准fmax为±75KHz。实际工作时应使小于75KHz,这样鉴频/鉴相器引起的波形失真才会最小。

图1.2.14 鉴频/鉴相器鉴频特性

②功率放大器部分
低放与功放应采用线性放大电路,以确保输出波形失真小。
从系统方面考虑:
收发系统要调整正常,两者的频率要对准,直流稳压电源纹波要小,还要防止外部干扰(特别是市电干扰)串入系统。
1.2.3 系统组成
系统主要分为发射和接收两大模块,经过方案比较与论证,发射和接收部分的组成框图分别如图1.2.15和图1.2.16所示。其中发射部分的集成电路MC1648(压控振荡器)、MC145152(频率合成器)、MC12022(双模预置分频器)、环路滤波器和晶振构成锁相环频率合成器、数据编码器、单片机进行数据处理、LCD驱动。接收部分由收音模块、数据接收模块以及控制模块组成,单片机起控制作用。由于电路中既有数字电路又有高频电路,需将高频地和数字地分开以及高频电路用金属屏蔽隔离,以减小交叉调制等干扰。

图1.2.15 发射部分组成框图

图1.2.16 接收部分组成框图
2.单元硬件电路设计
2.1 发射部分电路的设计
2.1.1压控振荡器的设计
压控振荡器主要由压控振荡器芯片MC1648、变容二极管V149以及LC谐振回路构成。MC1648需要外接一个由电感和电容组成的并联谐振回路。为达到最佳工作性能,在工作频率时要求并联谐振回路的QL≥100。电源采用+5V的电压,一对串联变容二极管背靠背与该谐振回路相连,调整加在变容二极管上的电压大小,使振荡器的输出频率稳定在35MHz。图2.1.1为压控振荡器电路图。图2.1.2为MC1648的内部电路图。

图2.1.1 压控振荡器电路图

图2.1.2 MC1648内部电路图
压控振荡电路由芯片内部的VT8、VT5、VT4、VT1、VT7和VT6,10脚和12脚外接LC谐振回路(含V149)组成正反馈(反相720°)的正弦振荡电路。其振荡频率由式2.1.1计算。
(2.1.1)
其中 , 即
VCO的芯片管脚3为缓冲输出,一路供前置分频器MC12022,一路供放大后输出。该芯片的5脚是自动增益控制电路(AGC)的反馈端。将功率放大器输出的电压Vout1经过一反馈电路接到该脚,能够在输出频率不同的情况下自动调整输出电压的幅值并使其稳定,由于本设计的频率固定在35MHz,且其反馈幅度不大,因此5脚直接接地。
VCO产生的振荡频率范围和变容二极管的压容特性有关。CVD的大小受所加偏置电压U控制,它们之间的关系可由图2.1.3所示电路测出。方法为:从扫频仪输入0～300MHz的扫频信号,同时用扫频仪检测该电路的谐振频率。调节电位器Rp3使变容二极管的偏压以0.5V为间隔从1V～10V变化,从扫频仪观测电路的谐振点频率并记录下来。由于Cj是全部接入谐振回路,为减少波形非线性失真,取变容二极管电容变化指数r=2。根据式2.1.1,利用Matlab计算出频率与容量的关系,进而得到偏置电压与容量关系曲线,如图2.1.4所示。
Rp3

图2.1.3 变容二极管特性测定电路

图2.1.4 变容二极管特性曲线
从CVD/U曲线上易见,偏置电压取值3.5V～7.5V时,CVD的变化近似线性,从25 pF~18 pF。又fc为35MHz,根据式2.1.1,有:

取CVD=20pF,fc=35MHz,得L=1.04μH。
因此,取L=1.04μH可满足要求。
2.1.2 锁相环电路设计
压控振荡器的输出频率受自身参数、控制电压的稳定性、温度、外界电磁干扰等因素的影响,往往是不稳定的。因此能够加入自动相位控制环节,即锁相环,来稳定发射频率。发射频率经反馈,与晶振产生的标准信号做比较,在锁相环的跟踪下,发射频率始终向标准信号逼近,最终被锁定在标准频率上,达到与参考晶振同样的稳定度。锁相环电路MC145152是大规模集成锁相环,集鉴相器、可编程分频器、参考分频器于一体,分频器的分频系数可由并行输入的数据控制,其内部框图如图2.1.5所示。

图2.1.5 MC145152内部框图
(1)参考分频
参考晶振从OSCin、OSCout接入,芯片内部的÷R参考分频器提供8种不同的分频系数,对参考信号进行分频。R值由RA0,RA1,RA2设定,如表2.1.1所示。本设计中,参考晶振为10.24MHz,因此取RA0RA1RA2＝101时,即R＝1024,对晶振频率进行1024分频。
表2.1.1 MC145152参考分频器分频系数选择表
RA2
0
0
0
0
1
1
1
1
RA1
0
0
1
1
0
0
1
1
RA0
0
1
0
1
0
1
0
1
R
8
64
128
256
512
1024
1160
2048
(2)可编程分频
由于发射部分的频率高达35MHz,MC145152的电路无法对其直接分频,必须先用ECL电路的高速分频器进行预分频,把频率降低,然后由MC145152继续分频,得到一个参考频率相等的频率,并进行鉴相。为使分频系数连续可调,可编程分频电路采用的是吞咽脉冲计数法,它由ECL(非饱和型逻辑电路)的高速分频器MC12022及MC145152内部的÷A减法计数器,÷N减法计数器构成。如图2.1.6所示。
单片机

图2.1.6 吞咽脉冲计数器原理图
MC12022有64和65两种分频系数。M为其控制端(从MC145152的9脚输出,输入MC12022的6脚)。M为高电平时,MC12022以P＋1＝65为分频系数,M为低电平时则以P＝64为分频系数。÷N 和÷A是可预置数的减法计数器,由并行输入口分别预置6位的A值和10位的N值。PD为数字鉴相器。fo为压控振荡的输出频率(即发射频率)。
吞咽脉冲计数器开始计数时,M的初值为1,÷A和÷N两个计数器被置入预置数并同时计数,当计到A(P+1)个输入脉冲(fo)时,÷A计数器计完A个预置数,M变为0;此时÷A计数器被控制信号关闭,停止计数;而÷N计数器中还有N－A个数,它继续计(N－A)P个输入脉冲后,输出一个脉冲到鉴相器PD。此时一个工作周期结束,Ａ和N值被重新写入两个减法计数器,M又变为1,接着重复以上过程。整个过程中输入的脉冲数共有Q＝A(P＋1)+(N-A)P=PN+A,也就是说,该吞咽脉冲计数器的总分频系数为PN+A。
可见,采用吞咽脉冲计数方式,只要适当选取N值与A值,就能得到任意的分频比。为实现锁相,必须有fo/( PN+A)= fr。反过来,由于fo＝fr×(PN+A),改变N和A的值,也能改变fo,这就是输出频率数字化控制的原理。
÷A计数器为8位,因此A值最大为63,MC12022的P值为64。如果参考频率fr＝10kHz,则输出频率
fo＝(PN＋A)fr＝(64N＋A)×10kHz。
本设计中,要使发射频率为35MHz。
先令A＝0, 则
N＝(fo/ fr－A)/P=(35×106/10×103)/64=54.69。
取N ＝54＝110110B,
进而
A＝(fo/ fr)－PN=(35×106/10×103)－64×54＝44＝101100B。
由此可得,即给MC145152的N9～N0和A5～A0口预置相应的数值,这就实现了对发射频率的控制。
(3)鉴相
模拟鉴相器对输入其中的两个信号进行相位比较,一个是由稳定度很高的标准晶振经过分频得到的,另一个是由压控振输出频率经分频反馈回来的,这两个信号经过鉴相器,也就是经过一个模拟乘法器后得到一个相位误差信号。设两个输入信号分别为:

其中
将两信号相乘得到

再经过一个低通滤波器,取出其中的误差信号,滤去其高频成分,将其直流成分用来调整压控振的输出频率。
本设计采用的鉴相器集成在MC145152中,它是一种新型数字式鉴频/鉴相集成电路,具有鉴频和鉴相功能,不需要辅助捕捉电路就能实现宽带捕捉和保持。
2.1.3 功率放大电路设计
电路如图2.1.7所示。功放管为2SC1970,采用感性负载,输出幅度较大。丙类功放的基极电压-VEE是利用发射极电流的直流分量IE0在射极电阻RE2上产生的压降来提供的。当放大器的输入信号υt为正弦波时,集电极的输出电流ic为余弦脉冲波。利用谐振回路L2C2的选频作用获得输出基波电压υc1、电流ic1。
集电极基波电压

式中,Ic1m为集电极基波电流的振幅;RC为集电极负载阻
抗。集电极输出功率

直流电源VCC供给的直流功率

集电极的效率
2SC1970

考虑到效率和功率,选择导通角θ为经验值70°。
当功放工作在临界状态时对应的等效负载电阻
图2.1.7 功率激励电路
2.1.4 阻抗变换电路设计
根据MATLAB仿真,对于1m长的拉杆天线,当f=35MHz时,其等效阻抗为Z=R+jX=5.44-j115.1。要使发射机的输出阻抗50Ω与天线匹配,必须加装降阻匹配网络,又因1m长天线呈容性阻抗,必须采用串联谐振,使之天线辐射出去的功率最大。本设计采用的是L型的LC网络来实现阻抗匹配,L型电路只有两个元件,两个要求,因此它的解是唯一的,下面为L型电路的匹配原理和计算方法。如图2.1.8所示。R1、R2为欲匹配的电阻值。

图2.1.8 L型匹配网络

即

同理得
解此方程得

本设计的阻抗变换采用两节LC网络,使每一级的阻抗匹配变换缓慢以换取带宽特性,其变换阻值为50Ω→16Ω→5.4Ω。电路如图2.1.9所示,R1=50Ω,经MATLAB计算,天线呈容性,其阻抗Z=RL－jXL=5.44－j115.1,fo=35MHz,采用串联谐振电路,即接一电感L3抵消天线呈容性负载的影响。其计算可得:

图2.1.9 阻抗变换电路
C1≈160.8pF,L1≈76nH,C2≈281.2pF,L2≈13.4nH,L3=523.49nH
2.2 接收部分电路的设计
2.2.1 CXA1238S芯片
收音部分是以超大规模AM/FM立体声收音集成芯片CXA1238S为主体,配合一些外围电路实现的。CXA1238S是索尼公司在20世纪80年代后期正式推出的集调幅、调频、锁相环、立体声解码等电路为一体的AM/FM立体声收音集成电路。
CXA1238S的电源电压适应范围宽,2～10V范围内电路均能正常工作;它具有立体声指示LED驱动电路以及FM静噪功能等等。其内部结构原理图如下图2.2.1所示。天线接收到的信号经过87～108MHz的带通滤波器,由18脚(FM天线输入)进入芯片内部,经过选频网络将选出的电台信号送入芯片内部的FM前置放大器,进行前置放大后与本振进行混频,得到10.7MHz的中频频率。22脚外接的VD1、VD2、C8、C9、C10、VC1、L1等元件是FM本振调谐回路。20脚外接的VD3、VD4、C11、C12、C13、VC2、L2等元件是FM高放调谐回路。10.7MHz中频频率由16脚输出,然后接到10.7MHz的陶瓷滤波器上。经过了陶瓷滤波器的信号已经被滤除了带外杂波,由13脚的中频输入端引入。在芯片内部进行中频放大和鉴频。鉴频后的信号分为两路,一路由12脚驱动调谐指示电路,外接发光二级管D2(当接收信号最大时,LED显示最亮);另一路由IC内的直流放大器放大后进行自动混合和FM静噪。
经检波后的立体声复合信号(或单声道信号),由IC内直流放大器放大、滤波后变换成 AFC控制电压、由10脚输出并经过一个100KΩ的电阻反馈至23脚,用于抑制内接变容二极管的等效电容,以达到修正FM本振频率,进行频率跟踪的目的。
立体声复合信号经放大后,分别送到IC内的立体声解调器、鉴相器1和鉴相器2。鉴相器1、压控振荡器(VCO)和分频器组成锁相环路。VCO产生的76KHz振荡信号,经过二分频后变成38KHz的立体声解调开关信号,送至解调放大器。再经过二分频,并移相90后的19KHz信号与复合信号中的19KHz导频信号在鉴相器1中进行相位比较,并输出一个误差电压,由外接低通滤波器R1、C3、C5滤除高频成分后,控制VCO的振荡频率和相位,达到环路锁定。VCO的自由振荡频率能够经过 27脚外接微调电位器RP1调整,从而调整跟踪导频信号的捕捉范围。C1为去耦电容。
鉴相器2的作用是检出立体声/单声道开关控制信号。当分频后的19KHz信号和输入导频信号频率相同,相位差最小时,输出正电压最大,经低通滤波器滤波(2、3脚外接电容C7)和直流放大后打开”立体声/单声道”开关,而且驱动4脚外接立体声指示(发光二极管D1)。
最后把解调、放大后的立体声信号分左、右两路分别从两个声道的输出口(5、6脚)输出。信号经过去加重网络进行去加重处理后,送到用于音量调节的数字电位器X9511,经过音频放大后,进而驱动扬声器发声。
由于本系统没有涉及到调幅,因此芯片中的14脚(AM中频输入)、15脚(波段选择)、19脚(AM天线输入)和24脚(AM本振)均接电容到地。具体电路见附录。
图2.2.1 CXA1238内部结构方框图
2.2.2天线输入网络
要设计天线匹配网络,事先必须计算出拉杆天线的等效阻抗和测量接收机的输入阻抗。
利用MATLAB仿真,对于L=1m,D=5mm的拉杆天线,在f=35MHz时其等效阻抗为Z=R-jX=5.44-115.1。电路图如图2.2.2所示。拉杆天线阻抗可等效一个纯阻R=5.44Ω和一个容量C=115.1pF的电容串联。阻抗变换为5.4Ω~16Ω~50Ω。

图2.2.2 天线匹配网络电路图
用换算法测接收机输入电阻Ri,测试电路图如图2.2.3所示。

图2.2.3 换算法测输入电阻示意图
设R=10Ω,只要分别测出Uac和Ubd,则输入电阻为
(2.2.1)
实测Ri≈50Ω,然后根据公式,可求得
L1=523.49nH,C1≈281.2pF,L2≈13.4nH,C2≈160.8pF,L3≈76nH
2.2.3 高放选频回路
输入选频回路,简称输入回路,它的作用是从空间的各种无线电波中选出所接收频段的信号,并完成天线与高频放大器之间的匹配,使所接收的信号得到最大能量的传播。本设计要求接收部分所接收的频率值为35MHz,输入选频回路电路原理图如图2.2.4所示。在CXA1238S的20脚接上一个LC槽路,调节可变电容的值得到所需要的频率。如图中所示,其频率由式2.2.2计算。
(2.2.2)
取C1=20pF,L=0.59μH,又f=35MHz ,C2max=20pF,得到可调电容值:
C2=5~20pF

图2.2.4 选频回路电路原理图

2.2.4 本机振荡器
该电路用于产生本地振荡信号,它始终比电台信号高出10.7MHz。振荡电路的形式一般有变压器耦合式振荡电路、电感三点式振荡电路、差动振荡式振荡电路和电容三点式振荡电路。本设计收音部分采用的本振电路和选频回路电路一致,原理相同,只是参数不同,如C2值不变,由式2.2.4计算可得,L=0.36μH。电路原理图见图2.2.2。输出接至CXA1238的22脚,即FM本振输入。
2.2.5 中频窄带滤波器
本设计中使用的是三端陶瓷滤波器。在锆钛酸铝陶瓷片的一个面上被覆两个银层作输入和输出的电极,另一面被覆一块银层作公共电极,经直流高压极化后,具有压电效应。若将交流电压加在陶瓷片的输入端上,陶瓷片将做相应的机械振动。这种机械振动能产生交流电势,从另一端子输出。一定的片子形状大小,具有一个固有机械振动频率。如果外加交流电压的频率等于陶瓷片的固有机械振动频率时,压电效应最强,输出最大,其它频率则传输系数减小。因此其作用和谐振回路相同,具有滤波特性。它的体积小巧,谐振频率稳定,接入电路后不需要再作调整,而且选择性好。其衰耗特性曲线如下图2.2.5所示:

图2.2.5 10.7MHz陶瓷滤波器衰耗特性曲线
陶瓷滤波器的基本形状决定了它的谐振频率。用于调频中频10.7MHz用的陶瓷片大约为6×7mm左右,厚0.2mm左右。
陶瓷滤波器矩形系数好,故应接在混频级上,它能够先将干扰信号滤掉,提高双信号选择性。同时陶瓷滤波器相当于集中滤波器,使后级可少用调谐中放,改用直接耦合放大。陶瓷滤波器本身不需要调节,使调频中放调解容易得多。
2.3 PT2262/2272编码/解码电路设计
2.3.1 PT2262/2272芯片介绍
PT2262/2272