中国石油大学电力电子课程设计-单端反激式开关电源设计.doc

中国石油大学（华东）电力电子课程设计报告

电力电子课程设计报告

学院： 信息与控制工程学院
题目： 单端反激式开关电源210/7V
班级： 电气12-4班
学号：
姓名：
设计日期： 2015年7月6日 - 2015年7月13日

目录
一、课程设计的目的 3
二、课程设计的要求 3
三、课程设计原理 3
四、参数计算 12
五、焊接及调试输出结果 14
六、课程设计中出现的问题 17
七、实验总结 17
八、课程设计相关器件资料 18

一、课程设计的目的
1、熟悉Power MosFET的使用；
2、熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用；
3、增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。
二、课程设计的要求
本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。
电源输入电压：210V
电源输出电压电流：7V/1A
电路板：万用板手焊。
三、课程设计原理
1、引言
电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。
线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小， 实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。
开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。
2、基本反激变换器工作原理
基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元器件均为理想元器件，稳态工作 下。（1）当有源开关Q导通时，变压器原边电流增加，会产生上正下负的感应电动势，从而在副边产生下正上负的感应电动势，如图2(a)所示，无源开关VD1因反偏而截止，输出 由电容C向负载提供能量，而原边则从电源吸收电能，储存于磁路中。（2）当有源开关Q截止时，由于变压器磁路中的磁通不能突变，所以在原边会感应出上负下正的感应电动势，而在副边会感应出上正下负的感应电动势，故VD1正偏而导通，如图 2(b)所示，此时磁路中的存储的能量转到副边，并经二极管VD1向负载供电，同时补充滤波电容C在前一阶段所损失的能量。输出滤波电容除了在开关Q导通时给负载提供能量外，还用来限制输出电压上的开关频率纹波分量，使之远小于稳态的直流输出电压。

图1 反激变换器的原理图

（a） （b）
图2 反激变换器的两种工作状态
反激变换器的工作过程大致可以看作是原边储能和副边放电两个阶段。原边电流和副边电流在这两个阶段中分别起到励磁电流的作用。如果在下一次M导通之前，副边已经将磁路的储能放光，即副边电流为零，则称变压器运行于断续电流模式（DCM），反之，则在副边还没有将磁路的储能放光，即在副边电流没有变为零之前，Q又导通，则称变压器运行于连续电流模式（CCM）。通常反激变换器多设计为断续电流模式（DCM）下。当变换器工作在CCM下时，输出与输入电压、电流之间的关系如下：
，，其中,。
当变换器工作在DCM下时，上述关系仍然成立，只不过此时的增益变为：
,
可以看出，改变开关器件Q的占空比和变压器的匝数比就可以改变输出电压。
3．反激变换器的吸收电路
实际反激变换器会有各种寄生参数的存在，如变压器的漏感，开关管的源漏极电容。所以基本反激变换器在实际应用中是不能可靠工作的，其原因是变压器漏感在开关Q截止时，没有满意的去磁回路。为了让反激变换器的工作变得可靠，就得外加一个漏感的去磁电路，但因漏感的能量一般很小，所以习惯上将这种去磁电路称为吸收电路，目的是将开关Q的电压钳位到合理的数值。在220V AC输入的小功率开关电源中，常用的吸收电路主要有RCD吸收电路和三绕组吸收电路。其结构如图3(a)(b)所示。

图3 吸收电路
4．反激变换器的系统结构
反激式变换器的系统结构示意图如图4所示。由图中可以看出，一个AC输入DC输出的反激式变换器主要由如下五部分构成：输入电路、变压器、控制电路、输出电路和吸收电路构成。输入电路主要包括整流和滤波，将输入的正弦交流电压变成直流，而输出电路也是整流和滤波，是将变压器副边输出的方波电压单向输出，且减少输出电压的纹波。吸收电路如图3所示。所以，反激变换器的关键在于变压器和控制电路的设计。这也是本次课程设计的重点。

图4 反击变换器的系统结构简图

5．反激式变换器的变压器设计思路
铁芯的选择本来是变压器设计的关键因素，因涉及到的内容较多，而本次设计的时间又有限，所以本次设计采用的是EE28铁氧体铁芯，其相关的技术参数见附件一。常用的铁氧体磁芯的起始磁导率为2300，25时的饱和磁感应强度为，100时的饱和磁感应强度为。
变压器的关键数据有：原/副边线圈的匝数比、原边匝数、副边匝数和气隙，当然还有导线的粗细选择等，由于本课程设计的漆包线已确定，所以下面主要介绍变压器关键参数的设计思路。
（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原/副边的匝数比
由图2可以看出，开关管Q两端所承受的最高的关断电压应为：，其中是考虑了整流二极管的导通压降，如果考虑到漏感引起的的电压尖峰，则开关管两端所承受的最高的关断电压为：
一般来说，开关管的极限耐压需要在这个基础上仍留下至少30%的裕量。假定开关管的耐压极限为,则， 。
这就求出了匝比的上限值，匝比只能比这个值小，不能比其大。在这个值的基础上选择一个匝比。就可以求出最大占空比，即最大导通时间。
为保证电路工作于DCM模式，磁路储能和放电的总时间应控制在0.8T以内，所以
（2）原边匝数的计算
根据磁芯，得到有效的导磁截面积，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，，所以， 匝，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述计算值。
（3）副边匝数的计算
根据上面两步的结果，同理很容易求出副边匝数。
（4）气隙长度的计算
在计算气隙长度之前，首先应计算原边的电感值。
假设变换器的输出功率为，效率为，则有如下关系成立：h

其物理意义是，一个开关周期内原边从电源吸收并存储的能量恰好等于系统的输出和损失的能量。
所以

输入功率：
则原边的峰值电流,代入上式中即可求出初级电感。
，

其中为电感系数，为磁阻。
把磁路画出来，可以求出气隙长度。如图5所示。

图5 功率变压器磁路示意图

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6．控制系统设计
反激式变换器的控制芯片主要有TOPSwitch 系列芯片、UC384X 系列芯片等，其中，应用比较多的是UC384X 系列芯片，属于高性能固定频率电流模式集成控制器，该集成芯片的特点是，具有振荡器，温度补偿的参考，高增益误差放大器、电流比较器和大电流图腾柱输出，可直接驱动功率MOSFET，并能把占空比限制在50%内。其控制对象是控制流过功率开关管的峰值电流。
UC3845的控制原理示意图如图6 所示，它主要由以下四部分构成。
振荡器：振荡器频率由定时元件和决定（），振荡器输出固定频率的脉冲信号，注意：由于UC3845会每隔一个时钟周期关闭一次输出，所以振荡频率是开关频率的2倍。开关频率通常取50KHz~100KHz 左右。
电压误差放大器：误差放大器的作用是放大参考电压与反馈电压的差，其输出电压经两个二极管并经电阻分压后作为电流参考。在输入与输出隔离的开关电源中，为减少误差，通常采用外置电压环，即将UC3845 内部的误差放大器旁路掉，由外部电压环的输出通过补偿输入引脚决定电流参考。在后面给出的电压反馈电路设计中会有更详细的说明。
电流比较器：电流比较器的门槛值由误差放大器的输出给定，当电压误差放大器显示输出电压太低时，电流门槛值就增大，使输出到负载的能量增加。反之也一样。
触发器&锁存器脉宽调制：一方面，由振荡器输出的固定频率的脉冲信号给锁存器置位，开关管导通，电流线性增加，当电流检测电阻上的电压达到电流比较器门槛值时，电流比较器输出高电平，给锁存器复位，开关管关断，电流比较器的输出恢复低电平；另一方面，振荡器输出的脉冲信号同时输入触发器，使UC3845每隔一个时钟周期关闭一次输出，这是UC3845能把占空比限制在50%内的原因，并决定了振荡频率是开关频率的2倍。
电流型控制的优点是本身具有过流保护功能，电流比较器实现对电流的逐周限制，属于一种恒功率过载保护方法，即维持供给负载的恒功率。

图6 UC3845控制原理示意图
7．UC3845 的主要外围电路设计
（1） 供电
UC3845启动时，变压器T不工作，电容上电压为0，关断。通过电阻给电容充电，当UC3845的7脚电源电压的电压达到8.5V后，UC3845开始工作。此后变压器工作，辅助绕组开始输出电压（12V）为芯片供电。辅助绕组按输出绕组进行设计即可。
UC3845的启动电流只需1mA，因而限流电阻只需满足给芯片提供1mA的启动电流。芯片正常工作后需要的功率由变压器T的辅助绕组提供。注意考虑的功率，若超过1/4W可采用多个1/4W电阻并联来组成即可。

图7 UC3845供电电路

（2） 电流检测
接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为
=
在测试时，如果发现在最小输入电压下，电源无法提供满载功率，就需要减小该电阻值。
（3） 电压反馈控制
电压反馈环节要与输入电压和控制IC隔离，常用光隔离器进行隔离。光耦的CTR（电流传送比,）会随温度而漂移，为了减小光隔离器漂移的影响，要把误差放大器放在光偶的输入侧，误差放大器可以检测到光耦的漂移引起的其输出端的偏移，然后相应地去调整电流，这个误差放大器可以用TL431。下图给出了电压反馈的拓扑。

图8 隔离电压反馈电路
设计时把UC3845内部的误差放大器旁路掉，这就意味着光耦要能驱动原来由这个误差放大器所驱动的同样的电路。保证PC817二极管的工作电流通过光耦耦合，不会影响控制IC内部的1mA的上拉电流源，当要全额输出脉宽时，这引脚上仍可以得到+4.4V的电压(0.7V+0.7V+3*1V)。假定检测的值是1mA/V，这样的值为

PC817的CTR在0.8~1.6间，取低限0.8，要求流过二极管的最大电流

所以

同时发光二极管允许流过的最大电流为50mA左右，所以

其中为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是1.2V, 为TL431正常工作的最低电压，。
我们通过PC817的与的关系曲线(如图9 所示)可以正确确定PC817二极管正向电流。从图9可以看出，当PC817二极管正向电流在3mA 左右时，三极管的集射电流在4mA 左右变化，而且集射电压在很宽的范围内线性变化。符合UC3845的控制要求。因此可以确定选PC817二极管正向电流为3mA。TL431 的阴极电压在2.5V~36V 变化时，阴极电流可以在1mA~150mA 内大范围变化，一般选=20mA即可，既可以使TL431 稳定工作，又能提供一部分死负载（或者说是充当一部分假负载）。的目的就是为了能够提供死区电流，从而使TL431 处于一种正常的工作状态。

图9 PC817特性曲线
由前所述，PC817的取3mA，先取的值，则其上的压降为

则可以确定上的压降
，
又知流过的电流
，
因此的值可以计算出来：

TL431的参考输入端电流参考值为，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得的取值范围：= W
在该范围内给取值。在此取
根据、、、的关系，得到：
，取阻值范围为0~50的电位器来代替，便于调节。
四、参数计算
1、变压器参数
（1）根据输入的最高直流电压和开关管Q的耐压确定原/副边的匝数比
由于采用二极管整流，在整流输出端有较大的电解电容滤波，输出电压具有纹波小的特点，近似于直流，,
由已知，，
取。

（2）原边匝数的计算
根据磁芯，得到有效的导磁截面积，则原边的匝数应保证在最大占空比时磁路仍不饱和。电压冲量等于磁路中磁链的变化量，，所以， 匝，真正的原边匝数必须比这个值大，才可能让磁路不饱和。通常取2倍的上述计算值。因此取匝
（3）副边匝数的计算
根据上面两步的结果，很容易求出副边匝数。
根据和匝
可以求得匝
（4）辅助绕组匝数的计算
，取

，依然可取匝。
从而辅助绕组的匝数
匝
（5）气隙长度的计算
原边的峰值电流：
,
初级电感：
，
气隙的长度：

2、UC3845 的主要外围电路参数
（1） 供电

因此取=127的功率电阻（采用两个47和一个33的功率电阻串联）
（2） 电流检测
接在功率MOSFET源极上的电流检测电阻大概值为
=
取Rs为1Ω
（3） 电压反馈控制

PC817的CTR在0.8~1.6间，取低限0.8，要求流过二极管的最大电流

所以
同时发光二极管允许流过的最大电流为50mA左右，
所以，
其中为PC817二极管的正向压降，由技术手册知，其典型值是1.2V, 为TL431正常工作的最低电压，。通过查阅器件表后选择
由前所述，PC817的取3mA，先取的值为400Ω，
则其上的压降为
。
则可以确定上的压降：
，
又知流过的电流：
，
因此的值可以计算出来：

TL431的参考输入端电流参考值为，为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响，通常取流过电阻的电流为参考输入端电流的100倍以上，所以得的取值范围：
= W
在该范围内给取值。在此取
根据、、、的关系，得到：
，取阻值范围为0~50的电位器来代替，便于调节。
五、焊接及调试输出结果
布线图

走线图

电路原理图

软件仿真结果

六、课程设计中出现的问题
此次试验我们的成功之路较为曲折，直到最后一天我们才成功完成电路的调试，主要问题如下：
问题一：进行Multisim仿真过程中，在Multisim 12.0元件库中找不到课程设计所给的元器件。
解决方法：上网查找一些能够代替已知元件库中有关的器件，通过查找资料后采用1N4007代替FR107和FR307，采用TLP521-1代替PC817。但是由于1N4007不是快恢复二极管，所以并不具有快恢复特性，而且PC817是线性光耦，用TLP521-1代替会产生很大的误差。由于器件误差的原因，仿真时会先输出18V左右的电压，然后逐渐减小到7V，即我们设计所要求的电压。
问题二：变压器的绕制及原副边匝数比。
解决方法：由于变压器的原副边匝数比需要自己估算，所以我们多次求值，带入模拟电路进行仿真，最终确定匝数比为45:3:6。
问题三：刚开始调试时，稳压管在7.8V-8.2V之间跳动，达不到8.5V，无法满足芯片供电要求。
解决方法：通过对电路的分析，我们猜测此时只有原边整流电压通过Ra1支路给辅助绕组的电容充电，使稳压管的电压近似稳压在8V，原边电路可能在整流之后有错误。经过我们对线路的检查，发现原边的电阻、电容、二极管的串并联支路焊接时出现了错误，改正之后稳压管可以提供芯片正常供电电压12V。
问题四：带载能力弱，增大负载时烧坏了熔断器。
解决方法：开始时，我们怀疑是瞬时电流过大，这个问题不只是在我们组出现，由于好几个组都有这个问题，我们通过讨论，将与芯片3管脚相连的电容由103改为471，问题得到了解决。后来询问老师，老师说可能也是由于我们电路的参数取得太边缘，没有足够的余量，导致外加负载对电路产生很大的干扰。
七、实验总结
此次课程设计的过程比较曲折，但是最终达到了设计要求。我们先进行了相关理论计算并且进行合理的布线，避免跳线，同时查找有关资料进行Multisim仿真，然后进行了变压器的绕制，电路板的焊接与调试，最终完成210/7V单端反激式开关电源，单路输出7V并能带1A的负载。而且可以实现过流保护功能。在调试前期由于初期没发现焊接错误，前期调试花费了很长时间，在请老师验收输出功能时，发现我们的电路使用1Ω的采样电阻即可实现过流保护功能，节省了我们重新设计过流保护功能的时间。
在此期间，我们查阅了很多资料，学习和巩固了许多的知识和技能。在后来和遇到更多其他问题的同学进行交流时更是收获颇多。通过本次课程设计，我们更加熟练地掌握了色环电阻的识别等一系列实验室必备知识，受益匪浅。
本次课程设计的成功离不开老师的指导和同学们的帮助，特此感谢！
八、课程设计相关器件资料
（1）UC3845
UC3845芯片为SO8或SO14管脚塑料表贴元件。专为低压应用设计。其欠压锁定门限为8.5v（通），7.6V（断）；电流模式工作达500千赫输出开关频率；在反激式应用中最大占空比为0.5;输出静区时间从50%~70%可调；自动前馈补偿；锁存脉宽调制，用于逐周期限流；内部微调的参考源；带欠压锁定；大电流图腾柱输出；输入欠压锁定，带滞后；启动及工作电流低。
　　芯片管脚图及管脚功能如图1所示。

图13 UC3845芯片管脚图
　　1脚：输出/补偿，内部误差放大器的输出端。通常此脚与脚2之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响。
　　2脚：电压反馈输入端。此脚与内部误差放大器同向输入端的基准电压（2.5 V）进行比较，调整脉宽。
　　3脚：电流取样输入端。
　　4脚：R T/CT振荡器的外接电容C和电阻R的公共端。通过一个电阻接Vref通过一个电阻接地。
　　5脚：接地。
　　6脚：图腾柱式PWM输出，驱动能力为土1A。
　　7脚：正电源脚。
　　8脚：V ref，5V基准电压，输出电流可达50mA。
（2）TL431
TL431是一个良好的热稳定性能的三端可调分流基准源。外部有三极分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）、参考端（REF）。其芯片体积小、基准电压精密可调，输出电流大等优点，所以可以用来制作多种稳压器件。
其具体功能可用图4.14的功能模块示意。由图可看出，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放特性可知，只有当REF端的电压十分接近VI时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管，电流将从1到100mA变化。

图14 TL431的功能模块示意图
在开关电源设计中，一般输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处在电源高压主边的光耦感光部分得到的反馈电压，用来调整一个电流模式的PWM控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。
（3）PC817
PC817是一个比较常用的光电耦合器,内部结构如图4.15所示，其中脚1为阳极，脚2为阴极，脚3为发射极，脚4为集电极。
在开关电源中，当电流流过光二极管时，二极管发光感应三极管，对输出进行精确的调整，从而控制UC3842的工作。同时PC817光电耦合器不但可起到反馈作用还可以起到隔离作用。

图15 PC817内部框图