谐振功率放大器的调谐特性.pptx

第3章 高频谐振功率放大器3.1 概述3.2 谐振功率放大器的工作原理 3.3 谐振功率放大器的外特3.4 谐振功率放大电路 3.5 丁类谐振功率放大器3.6 功率合成技术与宽带谐振功率放 大器本章要点：本章要点：本章主要内容有高频谐振功率放大器的工作原理、外特性及理论分析方法，典型谐振功率放大电路，丁类谐振功率放大器，功率合成技术与宽带高频功率放大器，高频丙类功率放大器的OrCAD仿真，高频谐振功率放大器的EWB仿真。3.1概述概述 与低频功率放大电路一样,输出功率、效率和非线性失真同样是高频功率放大电路的三个最主要的技术指标。不言而喻,安全工作仍然是首先必须考虑的问题。在通信系统中,高频功率放大电路作为发射机的重要组成部分,用于对高频已调波信号进行功率放大,然后经天线将其辐射到空间,所以要求输出功率很大。输出功率大,从节省能量的角度考虑,效率更加显得重要。因此,高频功放常采用效率较高的丙类工作状态,即晶体管集电极电流导通时间小于输入信号半个周期的工作状态。同时,为了滤除丙类工作时产生的众多高次谐波分量,采用LC谐振回路作为选频网络,故称为丙类谐振功率放大电路。功率放大器的几种工作状态的特点见表 3.1。表 3.1 不同工作状态时功率放大器的特点 显然,谐振功放属于窄带功放电路。对于工作频带要求较宽,或要求经常迅速更换选频网络中心频率的情况,可采用宽带功率放大电路。宽带功放工作在甲类状态,利用传输线变压器等作为匹配网络,并且可以采用功率合成技术来增大输出功率。本章着重讨论丙类谐振功放的工作原理、动态特性和电路组成,对于甲类和乙类谐振功放的性能指标也作了适当介绍,接着再讨论高频宽带功率放大电路,最后给出了集成高频功率放大电路的一些实例。3.2 谐振功率放大器的工作原理 3.2.1基本工作原理 1 1电路组成电路组成 谐振功率放大器原理电路如图3.1所示，它由晶体管、LC谐振回路和直流供电电路组成。RL为外接负载电阻（实际情况下，外接负载一般为阻抗性的），L、C为滤波匹配网络，它们与RL构成并联谐振回路，调谐在输入信号频率上，作为晶体管集电极负载。图3.1的谐振功率放大器原理电路与第2章所介绍的高频小信号调谐放大器电路结构很相似，但有以下几点区别：（1）放大管是高频大功率晶体管，常采用平面工艺制造，集电极直接和散热片连接，能承受高电压和大电流。（2）输入回路通常为调谐回路，既能实现调谐选频，又能使信号源与放大管输入端匹配。（3）输出端的负载回路也为LC调谐回路，既能实现调谐选频，又能实现放大管输入端匹配。（4）基极偏置电路为集体管发射结提供负偏压（UBB为负值），常使电路工作在丙类状态。2电流与电压波形 当基极输入高频信号 ，晶体管基极和发射极之间的电压 为：其波形如图3.2(a)所示。当uBE的瞬时值大于基极和发射极之间的导通电压UBZ时，晶体管导通，产生基极脉冲电流iB，如图3.2(b)所示。(a)波形 (b)基极电流波形 (c)集电极电流波形 (d)波形图3.2 丙类谐振功率放大器中电流、电压波形 基极导通后，晶体管便由截止区进入放大区，集电极将流过电流iC，与基极电流iB相对应，iC也是脉冲形状，必须强调指出，集电极电流iC虽然是脉冲状，包含很多谐波，失真很大，如图3.2(c)所示。将iC用傅里叶级数展开，则得 式中，为集电极直流分量，分别为集电极电流的基波、二次谐波及高次谐波分量的振幅。包含有直流、基波和高次谐波成分的电流iC流经谐振回路时，只有基波电流才产生压降，因而谐振回路两端输出不失真的高频信号电压。若回路谐振电阻为RL，则 由图3.2(c)可见，丙类放大器在一个信号周期内，只有小于半个信号周期的时间内有集电极电流流通，形成了余弦脉冲电流。丙类放大器的导通角应小于90o。余弦脉冲电流靠LC谐振回路的选频作用滤除直流及各次谐波，输出电压仍然是不失真的余弦波。3集电极脉冲电流的分解集电极脉冲电流的分解 前面提到，集电极余弦脉冲电流展开成傅里叶级数为 其中，IC0为直流量，ICmn为基波及各次谐波的振幅。应用数学求傅里叶级数的方法不难求出各个分量，它们都是导通角的函数。它们的关系分别为3.2.2 输出功率与效率输出功率与效率例题3.13.3 谐振功率放大器的外特性谐振功率放大器的外特性 谐振功率放大器的输出功率、效率及集电极损耗等都与集电极负载回路的谐振阻抗、输入信号的幅度、基极偏置电压以及集电极电源电压的大小密切相关，其中集电极负载阻抗的影响尤为重要。通过对这些特性的分析，可了解谐振功率放大器的应用及正确的调试方法。若丙类谐振功放的输入是振幅为Uim的单频余弦信号,那么输出单频余弦信号的振幅Ucm与Uim有什么关系?Ucm的大小受哪些参数影响?式(3.2.1)、(3.2.2)和(3.2.6)分别给出了谐振功放输入回路、输出回路和晶体管转移特性的表达式。由这些公式可以看出,当晶体管确定以后,Ucm的大小与VBB、VCC、R和Ubm四个参数有关。利用图3.2.5所示折线化转移特性和输出特性曲线,借助以上三个表达式,我们来分析以上两个问题。在分析之前,让我们先确定动态线的情况。在输出特性图中,表示输出电压uCE随集电极电流iC变化的轨迹线称为动态线,又称为交流负载线。由于谐振功放的负载是选频网络,故输出交流电压uc必然是一个完整的余弦信号。由图3.2.5可以看到,截止区和饱和区内的动态线分别和输出特性中截止线和临界饱和线重合(其中临界饱和线斜率为gcr),而放大区内的动态线是一条其延长线经过Q点的负斜率线段AB。放大区内动态线AB的表达式可用以下步骤求出。由式(3.2.1)和(3.2.2)可写出：代入式(3.2.6),经过整理可得到动态线表达式:iC=-gd(uCE-V0)其中由图(3.2.5)可以写出斜率值gd的另一种形式:gd=因为 Ic1m=ICm1(),R=所以Rd=(3.2.14)3.3.1 谐振功率放大器的工作状谐振功率放大器的工作状态与负载特性态与负载特性 1.谐振功率放大器的工作状态谐振功率放大器的工作状态 谐振功率放大器的工作状态,表现为输出回路的谐振电阻Rp（即谐振功率放大器的负载电阻）对工作状态的影响。3.3.1 谐振功率放大器的工作状谐振功率放大器的工作状态与负载特性态与负载特性（1）欠压工作状态）欠压工作状态 当Rp较小时，由于iC的基波分量Icm1也比较小，这时iC的波形为尖顶余弦脉冲，脉冲幅度比较大，如图3.4（a）所示。负载回路的输出电压 较小，晶体管的工作范围在放大区或截止区。放大器输出功率小，管耗大，效率低。通常称这种状态为谐振功放的欠压工作状态。（2）临界工作状态）临界工作状态 如果增大Rp的数值，谐振功放工作在放大区和饱和区之间的临界状态。此时iC的波形仍为尖顶余弦脉冲，iC的脉冲幅度相对于欠压工作状态略有减小，如图3.4（b）所示。但负载回路的输出电压 却增大较多。放大器输出功率大，管耗小，效率高。称这种状态为谐振功放的临界工作状态。（3）过压工作状态）过压工作状态 如果在临界状态下继续增大Rp的数值，由于晶体管的动态范围延伸到了饱和区，集电极电流线，iC的脉冲幅度更小，而且岀现凹陷形状，如图3.4（c）所示。放大器输出功率较大，管耗小，效率高。称这种状态为谐振功放的过压工作状态。2.谐振功率放大器的负载特性曲线谐振功率放大器的负载特性曲线（2）PD、P0、PC、随随Rp变化的曲线变化的曲线 图3.5（b）三种工作状态的优缺点综合如下：临界状态的优点是输出功率最大，效率也较高，可以说是最佳工作状态。这种工作状态主要用于发射机末级。过压状态的优点是，当负载阻抗变化时，输出电压比较平稳；在弱过压时，效率可达最高，但输出功率有所下降。它常用于需要维持输出电压比较平稳的场合，如发射机的中间放大级。集电极调幅也工作于这种状态，将在第5章讨论。欠压状态的输出功率与效率都比较低，而且集电极耗散功率大，输出电压又不够稳定，因此一般较少采用。但在某些场合，例如基极调幅，则需采用这种工作状态。应当说明，掌握负载特性。对于实际调整谐振功率放大器的工作状态是很有用的。3.3.2 谐振功率放大器的调制特谐振功率放大器的调制特性性 在谐振功率放大器中，有时希望改变某一电极直流电压，来控制高频信号的幅值，从而实现幅值调制。1.集电极调制特性 集电极调制是指UBB、Rp和Ubm保持一定时，放大器的性能随某电极偏置电压UCC变化的特性。故集电极调幅电路应工作在过压区。3.3.3 谐振功率放大器的放大特谐振功率放大器的放大特性性 高频功放的放大特性是指Ubb,Ucc和Rp保持一定时,放大器的输出功率、电流、电压、效率随输入信号电压幅值Uim的变化关系。3.3.4 谐振功率放大器的调谐特谐振功率放大器的调谐特性性 在上面讨论高频功放的各种特性时，都认为其负载回路是谐振状态的，因而呈现为一个纯电阻Rp。实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗ZP，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icm1和相应的Ucm1等随C变化的我称为调谐特性。利用这种特性可以指示放大器是否调谐。3.3.4 谐振功率放大器的调谐特谐振功率放大器的调谐特性性 CK为谐振点对应的电容值。由图可知，可以利用Ico或Icm1出现的最小值，或者利用Ucm1出现的最大值来指示放大器的调谐。通常因Ico变化比较明显，又只用直流电流表示，故采用Ico指示调谐的较多。3.4 谐振功率放大电路谐振功率放大电路 谐振功率放大器电路由功率管直流馈电电路和滤波匹配网络组成。由于工作频率及使用场合不同，电路组成形式也各不相同。现对常用电路组成形式进行讨论。直流馈电电路直流馈电电路输出回路和级间耦合回路输出回路和级间耦合回路集电极馈电电路集电极馈电电路基极馈电电路基极馈电电路级间耦合网络级间耦合网络输出匹配网络输出匹配网络1.集电极馈电电路集电极馈电电路 根据根据直流电源连接方式直流电源连接方式的不同，集电极馈电电路又分的不同，集电极馈电电路又分为为串联馈电串联馈电和和并联馈电并联馈电两种。两种。(1)串馈电路串馈电路 指直流电源指直流电源VCC、负载回路、负载回路(匹配网络匹配网络)、功、功 率管三者首尾相接的一种直流馈电电路。率管三者首尾相接的一种直流馈电电路。C1、LC为低通为低通 滤波电路，滤波电路，A点为高频地电位，既阻止电源点为高频地电位，既阻止电源VCC中的高频中的高频 成分影响放大器的工作，又避免高频信号在成分影响放大器的工作，又避免高频信号在LC负载回路负载回路 以外不必要的损耗。以外不必要的损耗。C1、LC的选取原则为的选取原则为 LC 10 回路阻抗回路阻抗 1 /c1 1/10 回路阻抗回路阻抗(2)并馈电路并馈电路 指直流电源指直流电源VCC、负载回路负载回路(匹配网络匹配网络)、功、功 率管三者为并联连接的一种馈电电路。如图率管三者为并联连接的一种馈电电路。如图LC为高频扼为高频扼 流圈，流圈，C1为高频旁路电容，为高频旁路电容，C2为隔直流通高频电容，为隔直流通高频电容，LC、C1、C2的选取原则与串馈电路基本相同。的选取原则与串馈电路基本相同。馈电线路的基本组成原则馈电线路的基本组成原则1）其直流通路应如图（）其直流通路应如图（a）所示。）所示。2）其基波分量的交流流通路应）其基波分量的交流流通路应如图（如图（b）所示。）所示。如原理图所示：如原理图所示：3）其谐波分量的交流流通路应）其谐波分量的交流流通路应如图（如图（c）所示。）所示。输出回路为例输出回路为例集电极电路对各频率成分电流的等效电路集电极电路对各频率成分电流的等效电路无论是无论是串馈还是并馈都必须满足外部电路方程：串馈还是并馈都必须满足外部电路方程：输出回路满足输出回路满足：Vce=VCCVcmcos t(3)串并馈直流供电路的优缺点串并馈直流供电路的优缺点优点：在并馈电路中，信号回路两端均处于直流地电位，优点：在并馈电路中，信号回路两端均处于直流地电位，即零电位。对高频而言，回路的一端又直接接地，因此回即零电位。对高频而言，回路的一端又直接接地，因此回路安装比较方便，调谐电容路安装比较方便，调谐电容C上无高压，安全可靠；上无高压，安全可靠；缺点缺点:在并馈电路中，在并馈电路中，LC处于高频高电位上，它对地的分布处于高频高电位上，它对地的分布电容较大，将会直接影响回路谐振频率的稳定性；串联电电容较大，将会直接影响回路谐振频率的稳定性；串联电路的特点正好与并馈电路相反。路的特点正好与并馈电路相反。2.基极馈电电路基极馈电电路基极馈电电路也分基极馈电电路也分串馈和并馈串馈和并馈两种。两种。基极偏置电压基极偏置电压VBB可以单独由稳压电源供给，也可以由可以单独由稳压电源供给，也可以由集电极电源集电极电源VCC分压供给。在功放级输出功率大于分压供给。在功放级输出功率大于1W时，时，基极偏置常采用自给偏置电路。基极偏置常采用自给偏置电路。利用基极或发射极直流电流在基极或发射极偏置电阻利用基极或发射极直流电流在基极或发射极偏置电阻上产生所需的偏置的方法，称为自偏置。这种方法具有在上产生所需的偏置的方法，称为自偏置。这种方法具有在输入信号幅度变化时自动稳定输出电压的作用。输入信号幅度变化时自动稳定输出电压的作用。3.输入回路的馈电线路输入回路的馈电线路1 1）串联馈电如图（）串联馈电如图（a a）所示。）所示。基极电路两种馈电形式基极电路两种馈电形式2 2）并联馈电如图（）并联馈电如图（b b）所示。）所示。Vbe=VBB+Vbmcos t输入回路满足输入回路满足：3 3）偏置电路中的自生反偏压）偏置电路中的自生反偏压图（图（b b）C CB2B2和和R RB B 、C CB1B1、L LB B产生稳定的产生稳定的I IB B0，I IB B0 R RB B自生反偏压；自生反偏压；C CB2B2图（图（c c）主要由）主要由C CE E和和R RE E产生稳定的产生稳定的I IE E0，I IE E0 R RB B自生反偏压；自生反偏压；图（图（d d）C CB B和和L LB B产生稳定的产生稳定的I IB B0，I IB B0在在L LB B损耗电阻自生反偏压；损耗电阻自生反偏压；1.级间耦合网络级间耦合网络对于中间级而言，最主要的是应该保证它的电压输出对于中间级而言，最主要的是应该保证它的电压输出稳定，以供给下级功放稳定的激励电压，而效率则降为次稳定，以供给下级功放稳定的激励电压，而效率则降为次要问题。要问题。多级功放中间级的一个很大问题是后级放大器的输入多级功放中间级的一个很大问题是后级放大器的输入阻抗是变化的，是随激励电压的大小及管子本身的工作状阻抗是变化的，是随激励电压的大小及管子本身的工作状态变化而变化的。态变化而变化的。这个变化反映到前级回路，会使前级放大器的工作状这个变化反映到前级回路，会使前级放大器的工作状态发生变化。此时，若前级原来工作在欠压状态，则由于态发生变化。此时，若前级原来工作在欠压状态，则由于负载的变化，其输出电压将不稳定。负载的变化，其输出电压将不稳定。3.4.2输出回路和级间耦合回路输出回路和级间耦合回路对于中间级应采取如下措施：对于中间级应采取如下措施：1)使中间级放大器工作于过压状态，使它近似为一个使中间级放大器工作于过压状态，使它近似为一个恒压源。恒压源。2)降低级间耦合回路的效率。降低级间耦合回路的效率。回路效率降低后，其本身回路效率降低后，其本身的损耗加大。这样下级输入阻抗的变化相对于回路本身的的损耗加大。这样下级输入阻抗的变化相对于回路本身的损耗而言就不显得重要了。中间级耦合回路的效率一般为损耗而言就不显得重要了。中间级耦合回路的效率一般为 k=0.1-0.5，平均在，平均在0.3上下。也就是说，中间级的输出功率上下。也就是说，中间级的输出功率应为后一级所需激励功率的应为后一级所需激励功率的3-10倍。倍。2.输出匹配网络输出匹配网络输出匹配网络常常是指设备中末级功放与天线或其他输出匹配网络常常是指设备中末级功放与天线或其他负载间的网络，这种匹配网络有负载间的网络，这种匹配网络有L型、型、型、型、T型网络及由型网络及由它们组成的多级网络，也有用双调谐耦合回路的。它们组成的多级网络，也有用双调谐耦合回路的。输出匹配网络的主要功能与要求是输出匹配网络的主要功能与要求是匹配、滤波、隔离匹配、滤波、隔离和高效率。和高效率。高频调谐功率放大器的阻抗匹配就是在给定的电路条高频调谐功率放大器的阻抗匹配就是在给定的电路条件下，改变负载回路的可调元件，将负载阻抗件下，改变负载回路的可调元件，将负载阻抗ZL转换成放转换成放大管所要求的最佳负载阻抗大管所要求的最佳负载阻抗Rp，使管子送出的功率，使管子送出的功率P0能尽能尽可能多的馈至负载。这就叫做达到了匹配状态，或简称匹可能多的馈至负载。这就叫做达到了匹配状态，或简称匹配。配。1)LC匹配网络匹配网络 下图是几种常用的LC匹配网络。(a)L型;(b)T型;(c)型 对于L I型网络有 对于L-型网络有2)形匹配网络形匹配网络下图是两种下图是两种 形网络是其中的形式之一形网络是其中的形式之一(也可以用也可以用T型网络型网络)。图中。图中R2代表终端代表终端(负载负载)电阻，电阻，R1代表由代表由R2折合到左端的等折合到左端的等效电阻，故接线用虚线表示。效电阻，故接线用虚线表示。如图（如图（a a）所示的）所示的 型网络，两端的匹配阻抗分别为型网络，两端的匹配阻抗分别为R RP1P1、R RP2P2。将它分为两个。将它分为两个L L型网络，根据型网络，根据L L型网络的计算公型网络的计算公式，当给定式，当给定QQ2 2=R=RP2P2/X/XP2P2时，证明下列公式：时，证明下列公式：并证明回路总品质因数Q=Q1Q2。解首先将电路分解成两个L回路，如图（1）。然后利用并串转换，将Xp2和Rp2的并联转换为Rs和Xs3的串联，得到图（2）。根据串并转换关系，得：再利用串并转换，将Xs1和Rs的并联转换为Rp和Xp的并联，得到图（4），其中最常见的输出回路是复合输出回路，如图所示。最常见的输出回路是复合输出回路，如图所示。图中，介于电子器件与天线回图中，介于电子器件与天线回路之间的路之间的L1C1回路就叫做中介回路就叫做中介回路；回路；RACA分别代表天线的辐分别代表天线的辐射电阻与等效电容；射电阻与等效电容；Ln、cn为为天线回路的调谐元件，它们的天线回路的调谐元件，它们的作用是使天线回路处于串联谐作用是使天线回路处于串联谐振状态，以获得最大的天线回振状态，以获得最大的天线回路电流路电流iA，亦即使天线辐射功，亦即使天线辐射功率达到最大。率达到最大。复合输出回路复合输出回路(为了简化电路，省略了为了简化电路，省略了 直流电源及辅助元件直流电源及辅助元件L、C、C 等等)这种电路是将天线这种电路是将天线(负载负载)回路通过互感或其他形式与集电回路通过互感或其他形式与集电极调谐回路相耦合。极调谐回路相耦合。3)复合输出回路复合输出回路可以看到：从晶体管集电极向右方看去，等效为一个并联可以看到：从晶体管集电极向右方看去，等效为一个并联谐振回路，如图所示。谐振回路，如图所示。等效电路等效电路由耦合电路的理论可知，当天线回路调由耦合电路的理论可知，当天线回路调谐到串联谐振状态时，它反映到谐到串联谐振状态时，它反映到L L1 1C C1 1中中介回路的等效电阻为介回路的等效电阻为因而等效回路的谐振阻抗为因而等效回路的谐振阻抗为 改变改变M M就可以在不影响回路调谐的情况下，调整中介回就可以在不影响回路调谐的情况下，调整中介回路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。路的等效阻抗，以达到阻抗匹配的目的。耦合越紧，即互感耦合越紧，即互感M越大，则反映等效电阻越大，回越大，则反映等效电阻越大，回路的等效阻抗也就下降越多。路的等效阻抗也就下降越多。为了使器件的输出功率绝大部分能送到负载为了使器件的输出功率绝大部分能送到负载R RA A上就希望上就希望 反射电阻反射电阻r r 回路损耗电阻回路损耗电阻r r1 1 衡量回路传输能力优劣的标准，通常以输出至负载的有衡量回路传输能力优劣的标准，通常以输出至负载的有效功率与输入到回路的总交流功率之比来代表。这比值叫做效功率与输入到回路的总交流功率之比来代表。这比值叫做中介回路的传输效率中介回路的传输效率 k，简称，简称中介回路效率。中介回路效率。从回路传输效率高的观点来看，应使从回路传输效率高的观点来看，应使QL尽可能地小。尽可能地小。但从要求回路滤波作用良好来考虑，则但从要求回路滤波作用良好来考虑，则QL值又应该足够大。值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，从兼顾这两方面出发，QL值一般不应小于值一般不应小于10。在功率很大。在功率很大的放大器中，的放大器中，QL也有低到也有低到10以下的。以下的。故有故有:M M变化对工作状态的影响变化对工作状态的影响负载特性曲线负载特性曲线PA-PA-天线功率天线功率PoPo集电极集电极输出功率输出功率P=-P=-电源供给功率电源供给功率 k-中介回路效率中介回路效率 c-集电极效率集电极效率总效率总效率 1.160MHz 1.160MHz，13W13W谐振功率放大电路谐振功率放大电路 放大器的功率增益达放大器的功率增益达9dB9dB，可向，可向5050 负载供出负载供出13W13W功率，电路如图所示。功率，电路如图所示。基极采用自给偏置电路基极采用自给偏置电路，I Ib0b0在在L Lb b的直流电阻上产生很小的负向偏置电压，的直流电阻上产生很小的负向偏置电压，C C1 1、C C2 2、L L1 1构成构成T T型匹配网络，调节型匹配网络，调节C C1 1和和C C2 2，使本级的输入阻抗等于前级放大器所要使本级的输入阻抗等于前级放大器所要求的求的5050 匹配电阻匹配电阻，以传输最大的功率。以传输最大的功率。集电极采用并馈电路。集电极采用并馈电路。L LC C为高频扼流圈为高频扼流圈，C CC C为高频旁路电容。对于交流信号，为高频旁路电容。对于交流信号，放大器的输出端采用放大器的输出端采用L L型匹配网络，调节型匹配网络，调节C C3 3、C C4 4可使可使5050 的负载阻抗变换为功率放的负载阻抗变换为功率放大管所要求的最佳匹配阻抗大管所要求的最佳匹配阻抗R Rp p。3.4.3 3.4.3 谐振功率放大器实例谐振功率放大器实例 2.50MHz2.50MHz，25W25W调谐功率放大电路调谐功率放大电路 放大器的功率增益为放大器的功率增益为7dB7dB，可给，可给5050 负载输出负载输出25W25W功率，功率，电路如图所示。电路如图所示。本电路基极部分与上图相同，集电极的馈电是串馈形式，本电路基极部分与上图相同，集电极的馈电是串馈形式，L2不不是高频扼流圈，而是网络元件，是高频扼流圈，而是网络元件，L2、L3、C3、C4构成构成 型匹配网络。型匹配网络。3 3 集成高频功率放大电路及应用集成高频功率放大电路及应用集成高频功率放大电路及应用集成高频功率放大电路及应用 在VHF和UHF频段,已经出现了一些集成高频功率放大器件。这些功放器件体积小,可靠性高,外接元件少,输出功率一般在几瓦至十几瓦之间。日本三菱公司的M57704系列、美国Motorola公司的MHW系列便是其中的代表产品。表3.4.1列出了Motorola公司集成高频功率放大器MHW系列中部分型号的电特性参数。图3.4.1给出了其中一种型号的外形图。MHW系列中有些型号是专为便携式射频应用而设计的,可用于移动通信系统中的功率放大,也可用于工商业便携式射频仪器。使用前,需调整控制电压,使输出功率达到规定值。在使用时,需在外电路中加入功率自动控制电路,使输出功率保持恒定,同时也可保证集成电路安全工作,避免损坏。控制电压与效率、工作频率也有一定的关系。三菱公司的M57704系列高频功放是一种厚膜混合集成电路,同样也包括多个型号,频率范围为335 MHz512 MHz(其中M57704H为450 MHz470 MHz),可用于频率调制移动通信系统。它的电特性参数为：当VCC=12.5V,Pin=0.2 W,Zo=ZL=50时,输出功率Po=13 W,功率增益Gp=18.1dB,效率35%40%。图3.4.2是M57704系列功放的等效电路图。由图可见,它包括三级放大电路,匹配网络由微带线和LC元件混合组成。一般来说,在400MHz以下的甚高频(VHF)段,匹配网络通常采用第1章介绍的集总参数LC元件组成,而在400MHz以上的超高频(UHF)段,则需使用分布参数的微带线组成匹配网络,或使用微带线和LC元件混合组成。微带线又称微带传输线,是用介质材料把单根带状导体与接地金属板隔离而构成,图3.2.13给出了结构示意图。微带线的电性能,如特性阻抗、带内波长、损耗和功率容量等,与绝缘基板的介电系数、基板厚度H和带状导体宽度W有关。实际使用时,微带线是采用双面敷铜板,在上面作出各种图形,构成电感、电容等各种微带元件,从而组成谐振电路、滤波器以及阻抗变换器等。图3.4.3是TW-42超短波电台中发信机高频功放部分电路图。此电路采用了日本三菱公司的高频集成功放电路M57704H。TW-42电台是采用频率调制,工作频率为457MHz458 MHz,发射功率为5W。由图3.4.3可见,输入等幅调频信号经M57704H功率放大后,一路经微带线匹配滤波后,再经过V115送多节LC的型网络,然后由天线发射出去；另一路经D113、D114检波,V104、V105直流放大后,送给V103调整管,然后作为控制电压从M57704H的第脚输入,调节第一级功放的集电极电源,可以稳定整个集成功放的输出功率。第二三级功放的集电极电源是固定的13.8 V。在发射系统中常采用晶体管丙类倍频器来获得所需要的发射信在发射系统中常采用晶体管丙类倍频器来获得所需要的发射信号频率。号频率。采用倍频器的原因：采用倍频器的原因：(1)降低主振器的频率，对频率稳定指标是有利的。降低主振器的频率，对频率稳定指标是有利的。(2)为了提高发射信号频率的稳定程度，主振器常采用石英晶体为了提高发射信号频率的稳定程度，主振器常采用石英晶体振荡器振荡器,但限于工艺但限于工艺,石英谐振器的频率目前只能达到几十石英谐振器的频率目前只能达到几十MHz,为了为了获得频率更高的信号，主振后需要倍频。获得频率更高的信号，主振后需要倍频。(3)加大调频发射机信号的频移或相移，即加深调制度。加大调频发射机信号的频移或相移，即加深调制度。(4)倍频器的输入信号与输出信号的频率是不相同的，因而可削倍频器的输入信号与输出信号的频率是不相同的，因而可削弱前后级寄生耦合，对发射机的稳定工作是有利的。弱前后级寄生耦合，对发射机的稳定工作是有利的。(5)展宽通频带展宽通频带倍频器常有三种形式：倍频器常有三种形式：1、乘法器实现倍频；、乘法器实现倍频；2、丙类放大器倍频，、丙类放大器倍频，3、参量倍频器，是、参量倍频器，是利用晶体管的结电容随电压变化的非线性来实现倍频。利用晶体管的结电容随电压变化的非线性来实现倍频。晶体管倍频器晶体管倍频器丙类倍频器丙类倍频器原理框图原理框图某系统发射信号频率为某系统发射信号频率为49MHz，该频率由，该频率由16.333MHz三三倍频而来。倍频而来。16.333MHz振荡器输出接激励级，若将输出负载振荡器输出接激励级，若将输出负载回路调谐在三次谐波频率上即可得到回路调谐在三次谐波频率上即可得到49MHz的发射频率。其的发射频率。其如图所示。如图所示。晶体管丙类倍频电路与工作原理晶体管丙类倍频电路与工作原理丙类倍频器的基本电路如图所示。丙类倍频器的基本电路如图所示。Rb_自偏电阻，也可用高频扼流圈代之，自偏电阻，也可用高频扼流圈代之，C2为旁路电容，为旁路电容，L、C是调谐回路，调谐在输入信号的某是调谐回路，调谐在输入信号的某次谐波频率上。次谐波频率上。丙类倍频器工作在丙类，因为丙类放大器的集电极电流丙类倍频器工作在丙类，因为丙类放大器的集电极电流ic是一脉冲波形，电流含有输入信号的基频和高次谐频。输出回是一脉冲波形，电流含有输入信号的基频和高次谐频。输出回路调谐于某次谐波即可实现某次谐波的放大。路调谐于某次谐波即可实现某次谐波的放大。导通角的大小又该如何选取呢？这要根据倍频器的倍频次导通角的大小又该如何选取呢？这要根据倍频器的倍频次数来决定，由余弦脉冲分解系数可见，二次谐波系数的最大值数来决定，由余弦脉冲分解系数可见，二次谐波系数的最大值对应在导通角对应在导通角 c=60 附近，三次谐波系数的最大值所对应的导附近，三次谐波系数的最大值所对应的导通角约为通角约为40，谐波次数更高时，导通角更小。，谐波次数更高时，导通角更小。倍频器应该工作在欠压、临界还是过压状态呢？倍频器应该工作在欠压、临界还是过压状态呢？一般工作在欠压和临界状态。一般工作在欠压和临界状态。负载回路的滤波作用负载回路的滤波作用丙类放大管集电极电流丙类放大管集电极电流ic的基波分量的振幅最大，的基波分量的振幅最大，二阶谐波次之，谐波次数愈高，其幅值也愈小。作为基二阶谐波次之，谐波次数愈高，其幅值也愈小。作为基波放大时，负载回路要滤除高次谐波分量还是比较容易波放大时，负载回路要滤除高次谐波分量还是比较容易的。但是，作为倍频器，要滤除的是幅值较大的低次谐的。但是，作为倍频器，要滤除的是幅值较大的低次谐波分量，这会有不少困难。波分量，这会有不少困难。负载回路中的吸收电路(1)提高回路的品质因数提高回路的品质因数Qo，设倍频次数为，设倍频次数为n，则输，则输出调谐回路的出调谐回路的Q约需约需 Qo10n，若，若n=3，则，则Qo95。(2)在输出回路旁并接吸收回路在输出回路旁并接吸收回路 吸收回路可调谐在信吸收回路可调谐在信号基频上或其他特别要滤除的频率上，如图所示。号基频上或其他特别要滤除的频率上，如图所示。(3)采用选择性好的带通滤波器作负载回路。采用选择性好的带通滤波器作负载回路。(4)用推挽倍频电路。用推挽倍频电路。怎样提高输出回路的滤波作用呢？怎样提高输出回路的滤波作用呢？3.5 丁类谐振功率放大器丁类谐振功率放大器 丙类放大器可以通过减小电流导通角来提高放大器的效率，但是为了让输出符合要求又不使输入激励电压太大，就不能太小，因而放大器效率的提高就受到了限制。晶体管放大器集电极效率为 式中，PC为晶体管集电极耗散功率。上式说明，要提高放大器效率，应尽可能减小集电极耗散功率PC，而 可见，要减小PC，一种方法是减小PC积分区间，即减小电流的导通 角 ，这就是丙类放大器所采用的方法；另一种方法是减小iC与uCE的乘积，该方法是各种高效率谐振功率放大器的设计基础。使放大器工作在开关状态，当晶体管导通iC不等于零时，其管压降uCE为最小，接近于零；而当管子截止iC=0时，管压降uCE不为零。可见，理想情况下，iC、uCE乘积可接近于零，故可达100%，这类放大器称为开关型丁类放大器。丁类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种电路，下面仅介绍电压开关型谐振功率放大器的工作原理。图3.18(a)所示为电压开关型丁类功率放大器原理电路。图中输入信号电压ui是角频率为的余弦波，且幅值足够大。通过变压器产生两个极性相反的推动电压和ub2，分别加到两个特性相同的同类型放大管VT1和VT2的输入端，使得两管在一个信号周期内轮流地饱和导通和截止。L、C和外接负载RL组成串联谐振回路。设VT1和VT2管的饱和压降为Uces，则当VT1管饱和导通时，A点对地电压为(b)电压、电流波形图3.18 丁类放大器原理图及电压、电流波形3.6 3.6 功率合成技术与宽带谐振功率放大器功率合成技术与宽带谐振功率放大器功率合成技术与宽带谐振功率放大器功率合成技术与宽带谐振功率放大器 上述谐振功率放大器的主要优点是效率高，但当需要改变工作频率时，必须改变其滤波匹配网络的谐振频率，这往往是十分困难的。在多频道通信系统和相对宽频带的高频设备中，谐振功率放大器就不适用了，这时必须采用无需调节工作频率的宽带高频功率放大器。由于无选频滤波性能，宽带功率放大器只能工作在非线性失真较小的甲类状态（或乙类推挽），其效率低，输出功率小，因此常采用功率合成技术，实现多个功率放大器的联合工作，获得大功率的输出。一个理想功率合成电路应有三个功能，无损失地合成各功率放大器的输岀功率；各功率放大器之间要有良好的隔离作用，即其中一个功率放大器损坏时，不影响其他功率放大器正常工作；毎个功率放大器具有宽频带特性。功率合成电路往往要用传输线变压器，首先介绍传输线变压器。3.6.1 3.6.1 传输线变压器传输线变压器传输线变压器传输线变压器1传输线变压器的工作原理传输线变压器的工作原理传输线变压器是基于传输线原理和变压器原理二者相结合而产生的一种耦合元件。它是将传输线(双绞线、带状线或同轴线等)绕在高导磁率的高频磁芯上构成的,以传输线方式与变压器方式同时进行能量传输。在此无耗、匹配情况下,若传输线长度l与工作波长相比足够小(lmin8)时,可以认为传输线上任何位置处的电压或电流的振幅均相等,且输入阻抗Zi=Zc=RL,故为11变压器。可见,此时负载上得到的功率与输入功率相等且不因频率的变化而变化。在以变压器方式工作时,信号从、端输入,、端输出。由于输入、输出线圈长度相同,从图(c)可见,这是一个11的反相变压器2传输线变压器的功能传输线变压器的功能 传输线变压器除了可以实现：1倒相作用外，还可实现:平衡和不平衡电路的转换、阻抗变换等功能。（1）平衡和不平衡电路的转换 传输线变压器用以实现1：1平衡和不平衡电路转换如图3.21所示。图3.21（a）所示为不平衡输入信号源，通过传输线变压器得到两个大小相等、对地反相的电压输出；图3.21（b）所示为对地平衡的双端输入信号，通过传输线变压器转换为对地不平衡的电压输出。（2）阻抗变换 传输线变压器可以构成阻抗变压器，最常用的是4：1和1：4阻抗变换器。将传输线变压器按图3.22接线，就可以实现4：1的阻抗变换。若设负载RL上的电压为u，由图可见，传输线终端2、4和始端1、3的电压也均为u，则1端对地输入电压等于2u。如果信号源提供的电流为i，则流过传输线变压器上、下两个线圈的电流也为，有图3.22可知通过负载RL的电流为2i，因此可得 如将传输线变压器按图3.23接线，则可实现1：4阻抗变换。由图可知 信号源呈现的输入阻抗为 可见，输入阻抗是负载阻抗的4倍，从而实现了4：1阻抗比的变换。为了实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为信号源呈现的输入阻抗为 可见，输入阻抗Ri为负载电阻RL的1/4，实现了1：4的阻抗变换。为了实现阻抗匹配，要求传输线的特性阻抗为3.6.2 3.6.2 功率合成技术功率合成技术功率合成技术功率合成技术1功率合成与匹配功率合成与匹配 图3.24所示为一功率合成组成框图。图中A为10W单元放大器，H为功率合成与分配网络，R为平衡电阻。由图可见，功率为5W的信号Pi经过Ai放大后，输出10W功率，经分配网络H1分成两路，每路各输出5W功率。上边一路经A2放大、H2网络分配，又分别向A3、A4输出5W功率，然后在经A3、A4放大及H3网络合成，得到到20W功率输出。下边一路也经A的放大H网络的分配和合成，得到20W的功率输出。上、下两路输出20W功率经H4网络的合成，向总的负载输出40W功率输出。不过，考虑到网络可能匹配不理想及电路元件的损耗，实际输出功率小于40W。以图3.38为基础，依次类推，可以构想更加复杂的功率合成器，输出更大的功率。功率分配则是功率合成的反过程，其作用是将某信号功率平均、互影响地分配给各个独立负载。在任一功率合成器中，实际上也包含了一定数量的功率分配器，如图3.38中H1、H2等网络。功率合成网络和分配网络多以传输变压器为基础构成，两者的区别仅在于端口的连接方式不同。因此，通常又把这类网络通称为“混合网络”。2 2功率合成网络功率合成网络功率合成网络功率合成网络 若两功率源在A、B端加入大小相等、方向相反的电压，如图3.25所示，则称为反相功率合成网络，此时功率D端合成