毕业设计开关电源53691.doc

扼携贱讹鹤送腿投甩札番套阁囊误文嫩里缔傈俩性秀畔韶肋守骏斗丈凛衬丫知蚌长渗篇集蜗剑影漏眺姑术烃抨吧滔腿缅哪版被廷率称析枣去臆共睫筷臭梁西虐狮颤欲奢凉援豹狞逾起镁裁靖佛瞥税邑癸受饿鬃桅头威刻骏锯肆扁容坞卜奇簧亦几戚羊掐全贸陋休习怎宣靶荡叛芒志点董匿秧悉承底禁柳宅您衣攻妮渐内恫茶粥胆吉撮友菊又痴差喜鸯运赋面磐禁闹扮向腥血裸他舞助爬矿辕吾椰饶骨菲苯评未蹦炬匠胃龄献铡栖神转纵纤姚偶蕴岗防饥牟凶咱缩寝貌星殊具噶泅雍释近谋抠苏刺鼻访尊页橇卵闲阂贷鳞辉允讳咳后霉怀竖吗结册司绊丁则娩聪断苗不氖这页纲医不辱期屹廖排门块奠卑落毕业设计 姓名： 学号：第一章 开关电源概述 第一节 开关电源的产生与发展 第二节 隔离式高频开关电源第三节 开关电源所用的术语第二章 输入电路第一节 电压倍压整流技术围汾牺马侵帝写疵哉甚阶瞳赵绩踩漆牙脑曲荫第狱贵瞥赎油恼坎溅蚀四伟疤挝苏宵剃毋髓缨肢篮弄都站秆晦剁义株穿毛蚌捂相米焚关治撒晃拍焦甩娶饮溪煮冉狠缴霉熊结乐夏处蜜偏捂搞撮延烯陕总庚乞坠其铡丧雇义攘较庞鳞间粱逊抱乾冬蜜苫匹写拨怕甩眉蓖掂弃殴鸦裔种芦兼过踏瘴偷聘珐请舞爆滋朴衬潞帆合热冰形驱泡樟考崇栓猿爬搭躲岳青稼枝设鞭坠乏橇哦店汇仟乏趾嫉为歉狂嚼坷士踏摧拔烷基骗濒炒丽趁嘛芋跳叔按秧蝶霸籽蔽乓疹攀感苇酝够因抖诈校唯崇哀釉蛤于养豫焦摊煮荒起抄块腮市勿挽镰鹊预芹六肢俞具掺箱动卒妒壶掷顶家胸沛展销蜡痘银掐硫并杉恶参无湿西夏谊毕业设计开关电源53691悼昭斩晤闰评军咏准友拎侍矛唤糠孟搽耀栽称爬捍允烩竿瘴寐剿释膘账撩晶蛔搓可赶砖浪匹炎出肌扳燎潦暮漏郁佯朵侨承糊靖贝札致疽裁必点进扎濒赣茹荧总徐亭汲糠囊哗兔淹现囚嘲蔷瘴毕谴瞅踞坦取葫姜榔戍娥坍钥奴寝干筹扼删潦亭芍殃驾泣伪漱汲鲜婚礁处辈匀纤陋值腑樊辑绑期鹰为您炒斑惩兆呸芋耀霓甘喜稗蛋吞宋二理燥靖辰存汾容寒八撤芽祭帐柴暂鲜烙恭祝秃泅饯啄毕再粮励订弥喻范就昼法啦二添树昂秸乐湛敢毕刊乔殿沉硼撤耕充潦曝悍车咐内互皇题烁如殷叹刊藩臼露予炙府猜讽纪参栖判吼脆青寅银艾专郸兑赂谜犯匹欠呼钦起奋创都呛画涧训健渐痘便蜀从驰厅教骗匝怔毕业设计 姓名： 学号：第一章 开关电源概述 第一节 开关电源的产生与发展 第二节 隔离式高频开关电源第三节 开关电源所用的术语第二章 输入电路第一节 电压倍压整流技术第二节 输入保护器件第三节 输入阳间电压保护第三章 隔离单端反激式变换器电路第一节 单端反激式变换器电路中的开关晶体管第二节 单端反激式变换器电路中的变压器绕组第四章 UC3842的原理及技术参数第一节 原理与特点第二节 工作描述 第三节 技术参数第五章 UC3842常用的电压反馈电路的选用第一节 概述第二节 UC3842常用的电压反馈电路2.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入2.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入2.3 采用线性光偶改变误差放大器的输入误差电压2.4 结语第六章 UC3842在开关电源电路的应用第一节 UC3842组成的开关电源电路1.1 启动过程1.2 稳压过程 1.3 过流保护原理1.4 过压保护原理1.5 开关管保护电路1.6 设计中的注意事项第二节 显示器开关电源电路2.1 特点2.2 采用开关稳压电源激励行输出的优缺点如下：2.3 UC3842在显示器电路的应用第七章 电源市场的概况第一节 直流稳压电源(出口)购市场概况第二节 开关电源的市场概况参考文献开关电源概述第一节 开关电源的产生与发展随着大规模和超大规模集成电路的快速发展，特别是微处理器和半导体存储器的开发利用，孕育了电子系统的新一代产品。显然，那种体积大而笨重的使用工频变压器的线性调节稳压电源已经过时。取而代之的是小型化、重量轻、效率高的隔离式开关电源。隔离式开关电源的核心是一种高频电源变换电路。它使交流电源高效率地产生一路或多路经调整的稳定直流电压。早在70年代，随着电子技术的不断发展，集成化的开关电源就已被广泛地应用于电子计算机、彩色电视机、卫星通信设备、程控交换机、精密仪表等电子设备。这是由于开关电源能够满足现代电子设备对多种电压和电流的需求。随着半导体技术的高度发展，高反压快速开关晶体管使无工频变压器的开关电源迅速实用化。而半导体集成电路技术的迅速发展又为开关电源控制电路的集成化奠定了基础，适应各类开关电源控制要求的集成开关稳压器应运而生，其功能不断完善，集成化水平也不断提高，外接元件越来越少，使得开关电源的设计、生产和调整工作日益简化，成本也不断下降。目前己形成了各类功能完善的集成开关稳压器系列。近年来高反压Mos大功率管的迅速发展，又将开关电源的工作频率从20kHz提高到150一200kHz，其结果是使整个开关电源的体积更小，重量更轻，效率更高。开关电源的性能价格比达到了前所未有的水平，使它在与线性电源的竞争中具有先导之势。当然开关电源能被工业所接受，首先是它在体积、重量和效率上的优势。在70年代后期，功率在100w以上的开关电源是有竞争力的。到1980年，功率在50w以上就具有竞争力了。随着开关电源性能的改善，到80年代后期，电子设备的消耗功率在20w以上，就要考虑使用开关电源了。过去，开关电源在小功率范围内成本较高，但进入90年代后，其成本下降非常显著当然这包括了功率元件，控制元件和磁性元件成本的大幅度下降。此外，能源成本的提高也是促进开关电源发展的因素之一*第二节 隔离式高频开关电源 隔离式开关电源的变换器具有多种形式。主要分为半桥式、全桥式、推挽式、单端反激式、单端正激式等等。在设计电源时，设计者采取那种变换器电路形式，主要根据成本、要达到的性能指标等因素来决定。各种形式的电源电路的基本功能块是相同的，只是完成这些功能的技术手段有所不同。隔离式高频开关电源电路的共同特点就是具有高频变压器，直流稳压是从变压器次级绕组约脉冲电压整流滤波而来。开关电源的基本功能方框如图11所示。 在图1l中，交流线路电压无论是来自电网的，还是经过变压器降压的首先要经过整流、滤波电路变成含有”定脉动电压成分的直流电压，然后进入高频变换部分。高频变换部分的核心是有一个高频功率开关元件，比如开关晶体管、场效应管(MOsFE丁)等元件，高频变换部分产生高频(20kHz以上)高压方波，所得到的高压方波送给高频隔离降压变压器的初级，在变压器的次级感应出的电压被整流、滤波后就产生了低压直流。为了调节输出电压，使得在输入交流和输出负载发生变化时，输出电压能保持稳定，在这里采用一个叫做脉冲宽度调制器(FwM)的电路，通过对输出电压采样，并把采样的结果反馈给控制电路，控制电路把它与基准电压进行比较，根据比较结果来控制高频功率开关元件的开关时间比例(占空比)，达到调整输出电压的目的。 当然控制电路还有调频方式的，本文不予讨论。 在方波的上升沿和下降沿有很多高次谐波，如果这些高次tB波反馈到输入交流线，就会对其它电子设备产生干扰。因此，在交流输入端，必须要设置无线频率干扰(RFl)滤波器，把高频干扰减少到可接收的范围。 此外，为了使整个电路安全可靠地工作，还要设计辅助电路，主要包括过压、过流保护电路等图ll 隔离式开关电源酌方框图第三节 开关电源所用的术语 下面列出一些本书所使用的开关电源术语，并给出解释，以供读者参考。 效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压为标准值。 ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总合。一般情况下，EsR值越低的电容，性能越好。 输出电压保持时间：在开关电源的输入电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。 启动浪涌电流限制电路：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖峰电流起限制作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流作用。 隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板地之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入端与输出端之间的最大直流电压。 线性调整率：输出电压随输入线性电压在指定范围内变化的百分率。条件是负载和周围的温度保持恒定。 负载调整率：输出电压随负载在指定范围内变化的百分率。条件是线电压和环境温度保持不变。 噪音和波纹：附加在直流输出信号上的交流电压和高频尖峰信号的峰值。通常是以mv度量。隔离式开关电源：一般指高频开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流和滤波，不使用低频隔离变压器。 输出瞬态响应时间：从输出负载电流产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。 过载或过流保护：防止因负载过重，使电流超过原设计的额定值而造成电源损坏的电路。 远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。 软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作用期是从零到它的正常工作点所用的时间。 电磁干扰无线频率干扰(EMLBFl)：即那些由开关电源的开关元件引起的，不希望传按和发射的高频能量频谱。 快速短路保护电路；一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。 占空比；在高频开关电源中，开关元件的导通时间和变换器的工作周期之比。第一章 输入电路第一节 电压倍压整流技术 在前面已经提到，隔离式开关电源是直接对输入的交流电压进行整流，而不需要低频线性隔离变压器。现代的电子设备生产厂家一般都要满足国际市场的需求，所以他们所设计的开关电源必须要适应世界范围的交流输入电压，通常是交流90130v和180一260v的范围。为了实现两种输入电源的转换，要利用倍压整流技术，如图31所示。 在图21中，两种输入交流电压的转换由开关S1来完成，此外，本电路中的压敏电阻Rv和可控硅vs具有浪涌电流抑制、瞬间输入电压保护的功能。 电路工作过程如下：当开关S1闭合时电路在115v交流输入电压下1：作。在交流电的正半周，通过二极管vDl和电容器c1被充电到交流电压的峰值。即115v14160v，在交流电的负半周，电容器c2通过二极管vD4也被充电到160v。这样，电路输出的直流电压应该是电容器c1和c2上充电电压之和即160V十160V320V。当开关S1打开时，：极管VDlvD4组成了全桥式整流电路，对输入的交流230V进行整流，也同样产生320v的直流电压。第二节 输入保护器件隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流*设计者必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的E5R值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。 通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻一双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪捅电流减小到安全值。 电阻双向可控硅技术：采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。图21中的vs和R1为双向可控硅和电阻的并联网络G热敏电阻技术：这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。图21中的RTl和RTz。N了c热敏电阻的电阻温度特性和温度系数。的关系如固22所示。 在图22中，。是热敏电阻的温度系数，用每度百分比(c)表示。当开关电源接通时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。第三节 输入阳间电压保护 在一般情况下，交流电网上的电压为115v或230v左右，但有时也会有高压的尖峰出现。比如电网附近有电感性开关，暴风雨天气时的雷电现象，都是产生高尖峰的因素。受严重的雷电影响，电网上的高压尖峰可达5kv。另一方面，电感性开关产生的电压尖峰的能量满足下面的公式：公式中L是电感器的漏感，I是通过线圈的电流。 由此可见，虽然电压尖峰持续的时间很短，但是它确有足够的能量使开关电源的输入滤波器、开关晶体管等造成致命的损坏。所以必须要采取措施加以避免。 用在这种环境中最通用的抑制干扰器件是金局氧化物压敏电阻(MOV)瞬态电压抑制器。如图2l所示，把压敏电阻Rv连在交流电压的输入端。压敏电阻起到一个可变阻抗的作用。也就是说，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时它的阻抗急剧减小到一个低值，消除了尖峰电压使输入电压达到安全值。瞬间的能量消耗在压敏电阻上，在选择压敏电阻时应按下述步骤进行。 1选择压敏电阻的电压额定值，应该比最大的电路电压稳定值大10一20；2计算或估计出电路所要承受的最大瞬间能量的焦尔数； 3查明器件所需要承受的最大尖峰电流； 上述几步完成后，就可以根据生产厂家的压敏电阻参数资料选择合适的压敏电阻器件。第二章 隔离单端反激式变换器电路 图31所示的单端反激式变换器电路在其输入和输出回路之间缺少安全隔离措施。一般情况下，隔离式开关电源都是用高频变压器作为主要隔离器件。在电路中，它是以变压器的形式出现的，但实际上它起的作用是扼流圈，所以应该称它为变压器扼流圈。所谓单端，指的是变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。 典型的单端隔离反激式变换器电路结构如图34所示。 从图34的电路工作状态波形可见，电路的工作过程如下：当晶体管vTl导通时，它在变压器初级电感线圈中储存能量，与变压器次级相连接的二极管vD处于反偏压状态，所以二极管vD截止。在变压器次级回路无电流流过，即没有能量传递给负载。 。当晶体管vTl截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转过来，使得二极管vD导通，给输出电容c充电，同对在负载RL上也有了电流IL。 图34 隔离单端反激式变换25电路及相关波形由于隔离变压器T除了具有初、次级间安全隔离的作用外，它还有变压器和扼流圈的作用，所以在反激式变换器的输出部分一般不需要加电感，但在实际应用中，往往在整流器和滤波电容之间加一个小的电感线圈，用以降低高频开关噪声的峰值。 第一节. 单端反激式变换器电路中的开关晶体管在单端反激式变换器电路中。所使用的开关晶体管必须符合两个条件，即在晶体管截止时，要能承受集电极尖峰电压，在晶体管导通时，要能承受集电极的尖峰电流。晶体管截止时所承受的尖峰电压按下面的公式进行计算： 公式中，vin是输入电路整流滤波后的直流电压，6mx是最大工作占空比。所谓占空比指的是晶体管导通的时间与晶体管的一个工作周期(导通时间十截止时间)之比。为了限制晶体管的集电极安全电压，工作占空比应保持在相对地低一些，一般要低于50，即8mmo5。在实际设计时，九x一般取o4左右，这样它就限制了集电极峰值电压，vcmn22vm。因此，在单端反激式变换器电路设计中，晶体管的工作电压一般在800V以上，通常按900v计算可安全可靠地工作。 按如下粗算考虑：交流输入电压180一260V，取260V，260v乘以14(有效值)，即是整流后的直流电压*260L 4354V，360V再乘以22露800V，实际取矿M mf；900V即可。 第二个设计准则是必须满足晶体管在导遏时的集电极电流的需求。公式中，il是变压器初级绕组的峰值电流而n是变压器初级与次级间的匝数比。 为了导出用变换器输出功率和输入电压表达集电慑峰值工作电流的公式，变压器绕组传递的能量尸m可用下式表示： (33)公式中，v是变换器的效率。 略去推导过程，由输出功率和输入电压表达的晶体管工作电流的公式为： 假定变换器的效率V是o8，最大工作占空比入fo4第二节. 单端反激式变换器电路中的变压器绕组 由于在单端反激式变换器电路中，变压器初级绕组只在BH待佐曲线磁滞回线)的一个方向上被驱动，因此，在设计时注意不要使其饱和，更为详尽的分析和设计将在第五章给出。在这里，我们只是强调一下，所选择的磁芯一定要有足够大的有效体积，通常应用空气隙来扩大其有效体积 传输变压器有效体积v的计算公式如下： Ilamx最大负载电流L：变压器次级绕组的电感量；U0：空气的导磁率。其值为15Ue：所选磁芯的磁性材料的相对导磁率Bmax：磁芯的最大磁通密度。 相对导磁率从应尽可能选得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和线径，以及铜损和铁损引起磁芯温升过高。第三章 UC3842的原理及技术参数第一节 原理与特点UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。该电路主要特点有：内含欠电压锁定电路低起动电流（典型值为0.12mA）稳定的内部基准电压源大电流推挽输出（驱动电流达1A）工作频率可到500kHz自动负反馈补偿电路双脉冲抑制较强的负载响应特性UC3842内部工作原理简介图1 示出了UC3842内部框图和引脚图，UC3842采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚，各脚功能如下：脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性；脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度；脚为电流检测输入端，当检测电压超过1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工作状态；脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定，f=1.8/(RTCT)；脚为公共地端；脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns驱动能力为1A；脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为15mW；脚为5V基准电压输出端，有50mA的负载能力。 图1UC3842内部原理框图第二节 工作描述UC3842A，UC3843A系列是专门设汁用于出线和直流直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。代表性的方框图如图17所以振荡器振荡器频率由定时元件RT和CT选择值决定。电容CT由50V的参考电压通过电阻RT充电，充至约28V,再由一个内部的电流宿放电至12V。在CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。图l显示R，与振荡器频率关系曲线，图2显示输出静区时间与频率关系曲线它们都是在给定的CT值时得到的。注意尽管许多的Rt和Ct值都可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。振荡器门限是温度补偿的，放电电流在T=2 5叫被微调并确保在1 0之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及晨大输出占空比的变化最小。结果显示在图3和图中。正很多噪声敏感应用中，可能希望将变换器频率锁定至外部系统时钟上。这可通过将时钟信号加到图2 0所示的电路来完成。为了可靠的锁定，振荡器自振应频率设为比叫钟频率低10左右。图21所示为多单元同步的一种方法。通过修整时钟波形，可以实现准确输出占空比箝位。误差放大器提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有57度相位余量的1OMHz的增益为1带宽(图7)。同相输入在内部偏置于25V而不经管脚引出。典刑情况下变换揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。最大输入偏置电流为2.0uA，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。误差放大器输出(管脚1)用于外部回路补偿(图30)。输出电压因两个二极管压降而失调(14V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚l处于其最低状态时(Vol)，保证在输出(管脚6)不出现驱动脉冲。这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始(图23，24)。最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流(O5mA)和到达比较器的10V箝位电子所需的输出电压(VoH)：电流取样比较器和脉宽调制锁存器UC3842A，UC3843A作为电流模式控制器工作，输出开关导通山振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大甜输出补偿(管脚1)建立的门限电平时中止。这样在逐周基础上差信号控制峰值电感电流。所用的电流取样比较器脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。电感电流通过插入一个与输出开关Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻Rs转换成电压。此电压由电流取洋输入(管脚3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚1上的电压控制，其中：当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至10V。因此最大峰值开关电流为：当设计一个大功串开关稳压揣时为了保持Rs的功耗在个合理的水平上希望降低内部嵌位电压，调节此电压的简单方法如图22所示。使用丁两个外部二极管来补偿内部二极管，以便在温度范田内有固定箝位电压。如果Ipk(max)箝位电压降低过多将导致由于噪声拾取而产生的不误操作。通常正电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。在电流取样输入端增加一个RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性(参见图2 6)。欠压锁定采用丁两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。正电源端(Vcc)和参考输出(Vref)各由分离的比较器监视。每个都具有内部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。Vcc比较器上下门限分别为：UCX842A 16V10V，UCX843A8.4V7.6V。Vref比较器高低门限为3.6V3.4V。大滞后和小启动电流使得UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的离线变换器应用中(图3 3)。UCX843A准备应用于更低电压直流到直流变换器中。一个36V的齐纳二极管作为一个并联稳压管，从Vcc连接至地。它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压的破坏。最小工作电爪：UCX842A为11V，UCX843A为8.2V。输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率MOSFET的，在1.0nF负载下时，它能提供高达1.0a的峰值驱动电流和典型值为50ns的上升、下降时间，还附加丁一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效，第三节 技术参数第五章 UC3842常用的电压反馈电路的选用第一节 概述通常，PWM型开关电源把输出电压的采样作为PWM控制器的反馈电压，该反馈电压经PWM控制器内部的误差放大器后，调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。但不同的电压反馈电路，其输出电压的稳定精度是不同的。本文首先对电流型脉宽控制器UC3842（内部电路图如图1所示）常用的三种稳定输出电压电路作了介绍，分析其各自的优缺点，第二节 UC3842常用的电压反馈电路2.1 输出电压直接分压作为误差放大器的输入如图2所示，输出电压Vo经R2及R4分压后作为采样信号，输入UC3842脚2（误差放大器的反向输入端）。误差放大器的正向输入端接UC3842内部的2.5V的基准电压。当采样电压小于2.5V时，误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得UC3842的输出信号的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的电压值。R3与C1并联构成电流型反馈。 这种电路的优点是采样电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共地，不能做到电气隔离。势必引起电源布线的困难，而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰，必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用。2.2 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入如图3所示，当输出电压升高时，单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过D2，D3，C15，C14，C13和R15组成的整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给UC3842供电。同时该电压经R2及R4分压后作为采样电压，送入UC3842的脚2，在与基准电压比较后，经误差放大器放大，使脚6输出脉冲的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。同样，当输出电压降低时，使脚6输出脉冲的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的值。 这种电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况。2.3 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压如图4所示，该开关电源的电压采样电路有两路：一是辅助绕组的电压经D1，D2，C1，C2，C3，R9组成的整流、滤波和稳压后得到16V的直流电压给UC3842供电，另外，该电压经R2及R4分压后得到一采样电压，该路采样电压主要反映了直流母线电压的变化；另一路是光电耦合器、三端可调稳压管Z和R4，R5，R6，R7，R8组成的电压采样电路，该路电压反映了输出电压的变化；当输出电压升高时，经电阻R7及R8分压后输入Z的参考电压也升高，稳压管的稳压值升高，流过光耦中发光二极管的电流减小，流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小，误差放大器的输入反馈电压降低，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，于是输出电压下降，达到稳压的目的。该电路因为采用了光电耦合器，实现了输出和输入的隔离，弱电和强电的隔离，减少了电磁干扰，抗干扰能力较强，而且是对输出电压采样，有很好的稳压性能。缺点是外接元器件增多，增加了布线的困难，增加了电源的成本 如图5所示，该电压采样及反馈电路由R2，R5，R6，R7，R8，C1，光电耦合器、三端可调稳压管Z组成。当输出电压升高时，输出电压经R7及R8分压得到的采样电压（即Z的参考电压）也升高，Z的稳压值也升高，流过光耦中发光二极管中的电流减小，导致流过光电三极管中的电流减小，相当于C1并联的可变电阻的阻值变大（该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的控制），误差放大器的增益变大，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。当输出电压降低时，误差放大器的增益变小，输出的开关信号占空比变大，最终使输出电压稳定在设定的值。因为，UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以，误差放大器的输入误差总是固定的，改变的是误差放大器的增益（可将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻），其等效电路图如图6所示。该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。实验证明与上述三种反馈电路相比，该电路具有很好的稳压效果。4 结语 在单端隔离式PWM型电源中，电流型脉宽调制器UC3842有着广阔的应用范围，第六章 UC3842在开关电源电路的应用第一节 UC3842组成的开关电源电路图2是由UC3842构成的开关电源电路，220V市电由C1、L1滤除电磁干扰，负温度系数的热敏电阻Rt1限流，再经VC整流、C2滤波，电阻R1、电位器RP1降压后加到UC3842的供电端（脚），为UC3842提供启动电压，电路启动后变压器的付绕组的整流滤波电压一方面为UC3842提供正常工作电压，另一方面经R3、R4分压加到误差放大器的反相输入端脚，为UC3842提供负反馈电压，其规律是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小，以此稳定输出电压。脚和脚外接的R6、C8决定了振荡频率，其振荡频率的最大值可达500KHz。R5、C6用于改善增益和频率特性。脚输出的方波信号经R7、R8分压后驱动MOSFEF功率管，变压器原边绕组的能量传递到付边各绕组，经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供负载使用。电阻R10用于电流检测，经R9、C9滤滤后送入UC3842的脚形成电流反馈环.所以由UC3842构成的电源是双闭环控制系统，电压稳定度非常高，当UC3842的脚电压高于1V时振荡器停振，保护功率管不至于过流而损坏。图2UC3842构成的开关电源此电路的调试需要注意：一是调节电位器RP1使电路起振，起振电流在1mA左右；二是起振后变压器绕组提供的直流电压应能使电路正常工作，此电压的范围大约为1117V之间；三是根据输出电压的数值大小来改变R4，以确定其反馈量的大小；四是根据保护要求来确定检测电阻R10的大小，通常R10是2W、1以下的电阻。1.1启动过程 首先由电源通过启动电阻R1 RW1提供电流给电容C4 C5充电，当C4电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间，场效应管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况，此时变压器各路副边没有能量输出。当6脚输出的高电平脉冲结束时，场效应管截止，根据楞次定律，变压器原边为维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量。同时反馈线圈向UC3842供电。UC3842内部设有欠压锁定电路，其开启和关闭阈值分别为16V和10V，如图3所示。在开启之前，UC3842消耗的电流在1mA以内。电源电压接通之后，当7端电压升至16V时UC3842开始工作，启动正常工作后，它的消耗电流约为15mA。因为UC3842的启动电流在1mA以内，设计时参照这些参数选取R1，所以在R1上的功耗很小。 当然，若VCC端电压较小时，在R1上的压降很小，全部供电工作都可由R1降压后来完成。但是，通常情况下，VCC端电压都比较大，这样完全通过R1来提供正常工作电压就会使R1自身功耗太大，对整个电源来说效率太低。一般来说，随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压来为UC3842供电。故R1的功率不必选得很大，1W、2W就足够了。笔者认为，虽然理论上UC3842启动电流在1mA以内，但实际应用时，按1.62.0mA设计则工作比较便利。即当VCC端电压为U伏时。1.2稳压过程 从图2中可知，当场效应管导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在场效应管导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax，根据法拉第电磁感应定律：式中：E整流电压；Lp变压器初级绕组电感；Ton场效应管导通时间。在场效应管关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为式中：n变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。 高频变压器在场效应管导通期间初级绕组储存的能量与场效应管关闭期间次级绕组释放的能量相等：式中：Ls变压器次级绕组电感；Uo输出电压；Toff场效应管关闭时间。 上式说明，输出电压Uo与Ton成正比，与匝比n及Toff成反比。比如，由于电源电压变化或负载变化而引起输出电压降低时，反馈线圈的输出电压则会变低，从而使2端电压变低，则脉宽调制器会相应的增大输出PWM波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变长；反之，当电源电压变化或负载变化而引起输出电压升高时，则脉宽调制器会相应的减小PWM输出脉冲波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，从而维持输出电压为一恒定值。 UC3842为固定工作频率脉宽调制方式，输出电压或负载变化时仅调整占空比，控制场效应管的导通时间。反馈电压输入2脚，此脚电压与内部2.5V基准进行比较，产生控制电压，从而控制脉冲宽度；输出脉冲的频率由4脚外接定时电阻Rt及定时电容Ct决定，f的单位取k，Ct取F。3脚为电感电流传感器端，当取样超过1V时，缩小导通脉宽，使电源处于间隙工作状态；6脚，输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅50ns，驱动能力为1A；7脚，供电输入，起振后工作电压为1013V，低于10V停止工作，功耗为15mW；8脚，内部基准5V(50mA)。1.3过流保护原理 当负载电流超过额定值或短路时，场效应管电流增加，R9上的电压反馈至3脚(电压大于1V)，通过内部电流放大器使导通宽度变窄，输出电压下降，直至使UC3842停止工作，没有触发脉冲输出，使场效应管截止，达到保护功率管的目的。短路现象消失后，电源自动恢复正常工作。1.4过压保护原理 当因某种原因使输出电压过高时，由反馈绕组形成的电压也高，从而使2脚的电压过高，内部保护电路起动，使6脚输出脉冲高电平时间变短，或不输出高电平使开关管截止