基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法.pdf
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1、Mar.2024JOURNALOF APPLIEDSCIENCES2024年3 月Electronics and Information EngineeringVol.42No.2第42 卷第2 期应用报学学科DOI:10.3969/j.issn.0255-8297.2024.02.004基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法郑晓康,闻建刚,邹园萍,王安定,华惊宇浙江工商大学信息与电子工程学院,浙江杭州310 0 18摘要:针对循环前缀(cyclic prefix,C P)不足的情况对循环前缀通用滤波多载波(cyclicprefix-universal filteredmulti-
2、carrier,C P-U FM C)系统的影响进行了数学推导,提出了一种基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法来改善系统性能,并进一步研究了选择性重构方法的性能。之后仿真研究了不同CP长度,不同载波频率偏移和不同正交振幅调制阶数时的系统误符号率(symbolerror rate,SER)表现。仿真结果表明,基于CP重构的CP-UFMC接收方法可以改善CP不足导致的系统SER恶化问题,使其接近CP充足时的SER,并优于对比的其他通用滤波多载波系统接收方法。关键词:循环前缀通用滤波多载波系统:循环前缀不足;循环前缀重构;误符号率中图分类号:TN925文章编号:0 2 55-8 2 9
3、7(2 0 2 4)0 2-0 2 2 2-15High Time Transmission Efficiency CP-UFMC ReceivingMethod Based on CP ReconstructionZHENG Xiaokang,WEN Jiangang,zoU Yuanping,WANGAnding,HUAJingyuSchool of Information&Electronic Engineering,Zhejiang Gongshang University,Hangzhou 310018,Zhejiang,ChinaAbstract:In this paper,to
4、address the impact of CP deficiency,a cyclic prefix-universalfltered multi-carrier(CP-UFMC)receiving method based on CP reconstruction is pro-posed to enhance the transmission efficiency and improve the system performance.Theperformance of selective reconstruction method is further investigated.Then
5、 the symbolerror rate(SER)performance of the system is simulated with varying CP lengths,carrierfrequency offsets and quadrature amplitude modulation orders.Simulation results showthat the proposed CP-UFMC receiving method can mitigate the SER deterioration causedby CP deficiency.It effectively brin
6、gs the system SER closer to the levels achieved whenCP is sufficient,outperforming other universal filtered multi-carrier receiving methods.收稿日期:2 0 2 3-0 7-14基金项目:国家自然科学基金(No.62271445):浙江省自然科学基金(No.LQ21F010008)资助通信作者:华惊宇,教授,研究方向为无线通信。E-mail:e e h j y 16 3.c o m223第2 期郑晓康,等:基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法
7、Keywords:cyclic prefix-universal filtered multi-carrier(CP-UFMC)system,insufficientcyclic prefix,cyclic prefix reconstruction,symbol error rate(SER)通信网络经历了从1G到5G1的技术演进过程,发展至今已进入了未来移动通信网络时代。为满足海量移动设备的连接要求,未来移动通信系统对空口接入波形提出了更苛刻的要求,如更高的频谱分辨率、更高的带宽利用率2 以及更灵活的多业务处理能力等。5G主要使用的正交频分复用(orthogonalfrequencydiv
8、isionmultiplexing,O FD M)系统信号峰均比(peak-to-average powerratio,PA PR)高3、要求时频同步,而且系统中使用了循环前缀(cyclic prefix,C P),影响了频谱利用率。为满足未来移动通信的需求,研究人员提出了多种新型多载波技术,主要包括滤波正交频分复用(filtered-orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,F-OFDM)4-5、通用滤波多载波(universal filtered multi-carrier,UFMC)技术6】以及基于滤波器组技术的滤波器组多载波(filterbankm
9、ulti-carricr,FBM C)7,这些都是未来移动通信候选的新型空中接口技术。在各种新型多载波技术中,UFMC更具有特色。UFMC是一种适用于6 G移动通信8】的新型多载波调制技术,适用于短分组和低延迟传输。与循环前缀正交频分复用(cyclic prefix-orthogonalfrequencydivisionmultiplexing,C P-O FD M)相比,UFMC技术提高了频谱利用率,在较短的保护周期中进行滤波器的上升和下降,使得UFMC频谱效率比CP-OFDM更好9且误码率更低10,而且UFMC可以通过分配不同的子带来灵活地使用非连续频谱资源。文献11指出,当时延扩展低于一
10、定值时,UFMC在时间和频率同步误差方面均优于OFDM,并且在时延扩展下性能落后。在UFMC系统中,整个带宽被划分为多个子带,每个子带由一组子载波组成,同时采用有限脉冲响应(finiteimpulseresponse,FIR)滤波器来抑制频谱旁瓣电平并实现更高的稳健性。在存在多径信道的情况下,由于UFMC的每个符号之间不存在保护间隔,UFMC不再是正交的。当循环卷积与线性卷积不等的特性被破坏后,UFMC系统就无法实现不存在干扰的单点均衡。但可以通过在子带滤波之前添加CP的操作来避免由多径信道引起的符号间干扰(inter symbol interferenceISI)。由于循环前缀通用滤波多载波
11、(cyclic prefix-universalfilteredmulti-carrier,C P-U FM C)系统与OFDM系统具有相同的接收机框架,与采用2 N点快速傅里叶变换(fastFouriertransform,FFT)的UFMC12接收机相比,其接收机复杂度有所降低,其中N=128为傅里叶变换尺度。在CP-UFMC系统中,CP长度和系统时间传输效率成反比关系,CP长度越长,时间传输效率越低,但是CP长度过短则会给系统带来干扰。如果CP长度小于系统滤波器长度,会引入ISI,从而对系统误符号率(symbol errorrate,SER)造成严重的影响。因此为了满足提高系统时间传输效
12、率和CP长度不能高于同等OFDM情形这两个要求,将会不可避免的导致系统引入ISI。本文为了解决这一问题,在保证高时间传输效率和减小ISI影响的条件下,分析了CP重构对CP不足引入ISI这一问题的影响,提出了基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法。仿真结果表明,本文提出的接收方法可以有效减小由于CP不足引起的ISI,实现更优的系统性能,该接收方法将CP不足时的系统SER改善到了接近CP充足时的系统SER。同时深入研究表明,相比与频域信号全部参与重构,频域信号选择性参与重构更有优势,选择性重构的代次数为2 次即可达到性能上限。论文在不同载波频率偏移(carrierfrequencyof
13、fset,C FO)值,不同CP长度和不同正交振幅调制(quadratureamplitude modulation,Q A M)阶数下进行了测试,结果表明本文所提出的接收方法在这些不同设置下均可有效解决CP长度不足所引起的ISI,优于对比方法。器的系第42 卷224应用报学学科1CP-UFMC系统信号模型CP-UFMC系统框图如图1所示。首先将子载波分为B个子带,每个子带上P个子载波,所有子带将没有被分配的子载波进行补零操作并预均衡,将滤波器相位影响消除。之后经过N点反傅里叶变换从频域变换到时域,信号长度变为N。再将前面的时域信号进行加CP操作,长度为N+,其中g为CP长度。然后将加CP之后
14、的信号与长度为L的滤波器系数卷积实现滤波操作,原型滤波器系数为f=f(O),f(1),f(L1)T,卷积后的信号长度变为N+g+L-1。最后进行截断,取前N+g项为发射信号。XLs.1X.1预均衡S.1IFFT加CPFilterfi截断Signal.:X.BTsBBCPC.B预均衡加CPFilterfBX.BIFFTNoiserzChannelFrequencydomainYyN-FFT去CPequalization图1CP-UFMC系统框图Figure 1CP-UFMC system block diagram第s输入信号第i个子带频域信号表示为Xs,(k),k=0,1,BP-1,经过预均衡
15、,实际系统输入信号为Xs,i(k)=Xs,i(k)/F;(k),其中F(k)为子带滤波器f的N点FFT,则经过N点IFFT,对于子带i,所得时域信号为11=0,1,.N-1(1)kEU,kEU,表示子载k为第i个子带上的频域信号,将原型滤波器频移到子带上,子带滤波系数为2元0 C2元1C2元(L-1)CiTf;=f(O),f(1),.,f(L-1)Toej(2)NNN式中:符号表示矩阵对应元素相乘:C,为第i个子带中心;C;=(P1)/2+(i 1)P。对信号s,i()添加CP,即P()=Es,a(N-g),s,(N-1),s,(0),.,s,;(N-1)(3)式中:CP为第s顿信号的第i个子
16、带上频域信号反变换加CP后的时域信号,长度为N+9加CP后的信号与子带滤波器卷积并叠加后得到信号a,长度为N+g+L-1B田f(4)1为225郑晓康,等:基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法第2 期式中:符号为线性卷积。信号由两部分组成,前N+g项asignal为发射信号,后L1项则会被累加到下一帧发射信号的头部,成为对下一帧信号的干扰ISI,且有Bg+nZZ f:()ag(n-l)+ais(n),n E-g,L-g-2=1=0Csignal(n)=(5)BL-1fi(l)agP(n-l),n EL-g-1,N-1=11=0式中:CISI为第s1顿信号对本帧信号的干扰,且有BL-
17、1aIsI(n)=Z f()gF,(n-I+N+g),n E-g,L-g-2(6)i=1 l=g+n+1只考虑加性高斯白噪声环境,在理想情况下,接收端的信号只受到高斯噪声影响,其长度N+9,表示为rs=signal+2(7)式中:r。为接收信号;之为高斯噪声。最后,接收端去除CP后,对信号rs(n)N=做N点FFT,得到频域信号Y(k)。2CP7不足对系统的影响分析CP-UFMC系统的时间传输效率可以定义为NnCP-UFMC(8)N+g式中:N为信号长度;9为CP长度。为了满足高时间传输效率,本文选择的CP长度是小于滤波器长度,即CP长度不足。由于CP长度小于滤波器长度L,故滤波器的拖尾会造成
18、不可避免的ISI。在接收端进行CP去除之后,滤波器拖尾会造成前后符号直接的双向ISI,同时也会引入ICI13。子带i上的频域发送信号Xs,i=Xs,i(0),Xs,(1),,X s,(P-1)T 经UFMC发射端处理,得到的时域发送信号可以表示为asignal,i=F,TepWHQiXs,i(9)式中:F,是以f;(0),01(N+9-1)为首行,以f:(0),f(1),f;(L-1),01x(N+g-L)T为首列0gx(N-g)Ig的托普利兹矩阵。Tcp=为加CP的矩阵,IN表示NN阶单位矩阵。同时,IN111Qi=diagF:(0)F:(1)F;(P-1),111e-j12元-1.(P-1
19、)11NWV2元(N-1)12元(N-1)(P-1)1NN第42 卷226应用报学学科接收端去CP后的时域信号可以表示为Ts,i=CeycleWHQ;Xs,i-1Q;Xs-1,i+2s,i(10)CICIWQiXs,i+CIsiW式中:第1项为正确解调的信号,第2 项为ICI,第3项为ISI,且fo0fL-1fofo00fL-1Ccycle0fL-1fo000fo一1NXN0fL-19+100fL-10ici000L000NXN00fL-1000fL-1Cisi000L000NXN则子带讠的接收频域信号可以表示为Ys.=WCeyeleWHQ;Xs,i-WCIcIWHQ;Xs-1.i+Wzs,i
20、(11)QiXsi+WTSIW式中:第1项表示子带i的有用信号;第2 项和第3项为CP长度不足而引起的ICI和ISI第4项为加性高斯噪声。因此,如果直接对接收信号进行常规解调14,即利用干扰系数WCeycleWHQ;进行单点均衡解调,由于CP不足引起的ISI和ICI会直接导致系统SER性能的恶化。CP越短,系统SER就会越差,与CP充足时的解调结果的差距就会更大,如图2所示(图中CP充足时的CP长度为18,CFO=0.03)。为了解决CP不足对系统SER带来的影响,本文提出一种基于CP重构的CP-UFMC接收方法来消除CP不足引起的ISI和ICI,以实现更优系统性能。1=0as,i(n(14)
21、fi()acP(n-l)g+n3.1227第2 期郑晓康,等:基于CP重构的高时间传输效率CP-UFMC接收方法10010-110-210-3CP=70-CP=8-CP=9CP=1010-4-CP=11-CP=12-CP=1310-5CP=14-CP enough10-61012141618202224SNR/dB图2 不同CP长度常规解调SERFigure 2 Conventional demodulation SER with different CP lengths3基于CP重重构的JCP-UFMC接收方法设计基于CP 重构的勺CP-UFMC接收方法假设多径信道系数h=ho,h1,,h
22、Lr-1T 已知,其中Lh为信道长度。当CP长度g小于等效信道长度Lequ时,等效信道长度由滤波器长度和信道长度决定,即Lequ=Lh+L1,接收信号r。(n)为发射端信号与信道卷积之后截断的信号,即r.()/=l,=(ro(n)keLequ-g-2(12)9ISIISI-free式中:第1部分为上一顿信号对当前的符号间干扰,且Brs(n)Lequ-g-2h(m)(s,i(n-m)n+Is(n)+z(n)(13)9Bh(m)(cs-1,i(n-m)n(15)=1m第2 部分ISI-free为当前顿未受到上一帧信号影响的部分,且B(16)=1m由上可得CP重构的过程如下:7.(n),-0-0-2
23、=re(n),-0-2-is(n1)/n1N+g+Lequ-2Ini=N+2g(17)第42 卷228应用报科学学BZh(m)(cs-1,i(n1-m);第3项为循环=1.mB=h(m)(s,i(n1-m)N。基于CP重构的 CP-UFMC接i=1m收方法模型如图3所示,父。-1为解调得到的上一顿频域信号,ISI重构部分表示父。-1通过IFFT、加CP、过滤波器、过信道等步骤后重构出上一帧信号对当前帧的符号间干扰ISI。重构循环项则是利用初始解调或迭代解调得到的频域信号通过相似的步骤重构当前顿信号对下二顿信号造成的干扰,并将其进行信号重组以恢复循环性。重组信号(D+1)中D取值为0 时表示初始
24、解调,即去除ISI后的信号(1)直接进行解调;D取值大于0 时表示迭代解调,即信号重组后再进行解调,当D+1=Dend时,迭代结束,此时进行最后一次解调,迭代解调的最终次数Dend可以按照需求设置。文CIR重构F(D+1)Error门限ISI 重构循环项解调判断IisIX(D+1)F(1)F(D+1)(D+1)文ISI去除信号重组SN点FFTSS频域均衡图3基于CP重构的CP-UFMC接收方法设计Figure 3CP-UFMC receiving method design based on CP reconstruction按照上面的表述,基于CP重构的CP-UFMC接收方法具体流程如下:步
25、骤1ISI重构将输入的上一恢频域解调信号-1(k)二进行ISI重构得到IIsI(ni);步骤2ISI去除去除ISI后的时域信号为,n 0,Lequ-g 2(18)(rs(n),n E Lequ=g-1,N-1步骤3循环项重构将信号7(n)N=)1进行初始解调,即D为O时的解调,得到解调后频域信号()(k)N=,并将其进行循环项重构得到IcIR(n1);步骤4迭代初始化令送代次数D=1;步骤5信号重组第D+1次送代后的信号重组为F(D+1)01N-1r)(n)+1ciR(n)N+20-2,Jn1=N+2gn E 0,Lequ-g-2(19)n=0(r()(n),n E Lequ-g-1,N-1
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