PSR电源设计资料.doc
《PSR电源设计资料.doc》由会员分享,可在线阅读,更多相关《PSR电源设计资料.doc(53页珍藏版)》请在咨信网上搜索。
1、目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式,通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路(TL431和光耦)和较低的EMC辐射省掉Y电容,不仅省成本并且省空间,得到很多电源工程师采用。比较是新技术,目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法以实际为基础。规定条件:全电压输入,输出5V/1A,符合能源之星2之标准,符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。因充电器为了方便携带,一般都规定小体积,所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器,此类变压
2、器按常规计算方式也许会认为CORE太小,做不到,假如现在尚有人这样认为,那你就OUT了。磁芯以拟定,下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。1. EFD15变压器设计 目前针对小变压器磁芯,特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线,因PSR线路对变压器漏感有所规定。所以从对变压器作最小漏感设计入手:已知输出电流为1A,5W功率较小,所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm,r=I/J-r=I/(J)r=sqrt(1/(8*3.14)=0.1995通过测量或查询BOBBIN资料可以得知,EFD1
3、5的BOBBIN的幅宽为9.2mm。因次级采用三重绝缘线,0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层,次级杂数为:9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600650V的MOS,考虑到漏感尖峰,需留50100V的应力电压余量,所以反射电压需控制在100V以内,得:(Vout+VF)*n100,即:n100/(5+1),n16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248,代入上式验证,(Vout+VF)*(NP/NS)100,即(5+1)*(248/15)=99.2100,成立。拟定NP=24
4、8Ts.假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分3层来绕,因多层绕线考虑到出线间隙和次层以上不均匀,需至少留1Ts余量(间隙)。得:初级铜线可用外径为:9.2/(248/3+1)=0.109mm,相应的实际铜线直径为0.089mm,太小(小于0.1mm不易绕制),不可取。假设:初级248Ts在BOBBIN上采用分4层来绕,初级铜线可用外径为:9.2/(248/4+1)=0.146mm,相应的铜线直径为0.126mm,实际可用铜线直径取0.12mm。IC的VCC电压下限一般为1012V,考虑到至少留3V余量,取VCC电压为15V左右,得:NV=Vnv/(Vout+VF)*NS=15/(5+1)
5、*15=37.5Ts,取38Ts.因PSR采用NV线圈稳压,所以NV的漏感也需控制,仍然按整层设计,得:NV线径=9.2/(38+1)=0.235mm,相应的铜线直径为0.215mm,实际可用铜线直径取0.2mm。也可采用0.1mm双线并饶。先上图: 此线路是采用目前兼容很多国内品牌IC的回路,如:OB2535、CR6235PSR线路设计需特别注意以下几处:1. RCD吸取回路,即:R2,C4,D2,R62. Vcc供电和电压检测回路,即:D3,R3,R4,R10,C23.输出回路,即:C3,C7,D5,R11,LED1 下面分别说明以上几点需注意的地方1. RCD吸取回路,即:R2,C4,D
6、2,R6大家可以看出,此RCD回路比普通的PWM回路的RCD多了一个R6电阻,或许有人会忽略他的作用,但实际它对产品的稳定性起着很大的作用。看下图VDS的波形: 当开关管截止后因漏感引起的振玲会随漏感的增大而使电压跌得更低,更低的电压回复需要更长的时间,VDS的波形此时和VCC的波形是同步的,PSR检测电压是通过IC内部延时46uS避开这个振玲来检测后面相对平滑的电压,电压恢复时间过长导致IC检测开始时检测到的是振玲处的电压,最总导致的结果是输出电压不稳定,甚至荡机。当然也有因变压器漏感比较小,无此电阻也可以正常工作,但一致性较难控制。此电阻的取值与RCD回路和EMC噪音有关,一般建议取值为1
7、50510R,推荐使用220330R,D2建议使用恢复时间较慢的1N4007具体可根据漏感结合RCD来调试。 2. Vcc供电和电压检测回路,即:D3,R3,R4,R10,C2R4与R10的取值是根据IC的VFB来计算的。但阻值取值对一般USB直接输出的产品来说,以IFB=0.5mA左右来计算。若为带线式产品,因考虑到线损带来的负载调整率差,可保持VFB电压不变,同时增大R4和R10的阻值,减小IFB的电流,具体IFB的电流取值需根据输出线材的压降来调试,如设计为5V/1A的产品,假设输出空载为5.10V,调试的最佳状态是负载0.5A时,输出电压达成最低值,如4.90V,再增长负载,电压会因I
8、C内部补偿功能唤醒使输出电压回升,当负载达成1.0A时,输出电压回升到5.10V左右。之前有做过一款输出5V/1A线长3.5米的产品,设计时IFB=0.15mA,输出空载在5.15V左右,负载0.5A时输出为4.85V左右,负载1A时输出为5.14V左右。听很多PSR IC的FAE说过,PIN1脚的C5也有此功能,但实际应用效果不明显。D3应当大家都知道要用恢复时间较快的FR107。R3和C2需取相对较小的值,R3在VCC供电回路钟有一定的抗冲击和干扰的作用,但相对PWM线路来讲,其取值需相对较小,不大于10R,一般取2.24.7R。C2取值不大于10UF,一般取4.7UF。由于电源启动和负载
9、切换时,VFB的电压会因C2的容量增大和R3的限流作用导致拉低,从而使输出产生电压尖峰。若更严重得导致PSR延时检测启动而VFB电压仍未建立,输出的电压尖峰会更高。 3.输出回路,即:C3,C7,D5,R11,LED1R11和LED1是输出的假负载,为避免IC在空载进入间歇模式导致输出电压不稳定而设立的。D5的作用是防止回授失效而设立的过压保护,一般取值为6.2V。C3,C7不仅是输出滤波,并且需有足够的容量来防止PSR IC在延时检测未启动前输出电压不受控而过冲。若容量不够,会导致输出电压过冲而被D5钳位,被D5钳位到6.2V后会导致反馈线圈的电压也上升,从而出现输出电压连续在6.2V左右,
10、且有功率损耗,D5会严重发热,但不会立即损坏。曾经有人把这个D5去掉了,测试发现电容容量小导致的过冲现象有,但过冲后的电压由于没有D5钳位而正常了,结果因此我接到了一个200K的订单。为什么呢?由于客户反映说用它对IPOD充电时,充了一会,IPOD没充进电,而IPOD的输入接口发烫严重,甚至变形。分析因素为,产品上的D5取掉了,到IPOD内部在输入接口电源上有一个稳压管并联作保护,就出现了上面的电压被钳位的问题C3,C7的取值不仅与其ESR值有关,也与变压器漏感和PSR IC延时检测的时间有关。目前有PSR IC厂商因其客户反映变压器规定过于严格或负载调整率差等问题讲IC内部延时检测时间加长到
11、9uS,甚至15uS.大家可以想象,通电15uS不检测,输出电压会升到多高?一般都会冲到10多V,甚至20V这个过冲的电压的电流由于有Vsense的限制,不会很大,可以等效为一个尖峰来解决,最直接有效的方法是加大输出滤波电压容量和减小ESR值来吸取它。使用一般的LOW ESR电容,建议使用2颗470UF的并联。上图: 先谈谈PCB LAYOUT注意点:大家都知道,EMC对地线走线毕竟有讲究,针对PSR的初级地线,可以分为4个地线,如图中所标示的三角地符号。这4个地线需采用“一点接地”的布局。1. C8的地线为电源输入地。2. R5的地为功率地。3. C2的地为小信号地。4. 变压器PIN3的地
12、为屏蔽地。这4个地的交接点为C8的负端,即:输入电压经整流桥后过C1到C8地,R5和变压器PIN3的地分别采用单独连线直接引致C8负端相连,连线尽量短;R5地线因考虑到压降和干扰应尽量宽些。C5,R10,U1 PIN7和PIN8地线汇集致C2负端再连接于C8负端。若为双面板,以上4条地线尽量不要采用过孔连接,不得以可以采用多个过孔阵列以减小过孔压降。以上地线布局恰当,产品的共模干扰会很小。因PSR线路负载时工作在PFM状态下的DCM模式,DI/DT的增大和频率的提高,所以较难解决的是传导150K5M差模干扰。就依图从左到右针对有影响EMC的元件进行逐个分析。1. 保险丝将保险丝换用保险电阻理论
13、上来讲对产品效率是有负面影响的,但实际表现并不明显,所以保险丝可以采用10/1W的保险电阻来减少150K附近的差模干扰,对通过5级能耗并无太大影响,且成本也有所减少。2. C1,L2,C8PSR工作在DCM模式,相对而言其输入峰值电流会大很多,所以输入滤波很重要。峰值电流的增大会导致低压输入时母线电压较低,且C8的温升也会增长;为了提高母线电压和减少C8的温升,需提高C1的容量和使用LOW ESR的C1和C8。由于提高C1的容量后,C1和C8的工作电压会上升,在输出功率不变的情况下,输入的峰值电流就会减少。因L2的作用,实际表现为增长C1的容量比增长C8的容量克制EMC会更有效。一般取C1为6
14、.8uF,C8为4.7uF效果较好,若受空间限制,采用8.2u与3.3u也比采用2个2.7u的EMC克制效果好。L2一般从成本考虑采用色环电感,因色环电感的功率有限,电感量太大会严重影响效率,一般取330u2mH,2mH是效率影响开始变得明显,330u对差模干扰的作用不够分量,为了使效率影响最低且对差模干扰克制较佳,建议采用1mH。由于“一点接地”的布局汇集点在C8的负端,在C8负端输入电流的方向是通过C1和BD1流回输入端,根据传导测试的原理,这样产生悲观影响,所以需在C1与C8的地线上作解决,有空间的可以再中间增长磁珠跳线,空间受限可以采用PCB layout曲线来实现,虽然效果会弱些,但
15、相比直线连接会改善不少。3. R6,D2,R2,C4RCD吸取对EMC的影响大家都应当已经了解,这里重要说下R6与D2对EMC的影响。R6的加入和D2采用恢复时间较慢的1N4007对空间辐射有一定的负作用,但对传导有益。所以在整改EMC时此处的修改对空间辐射与传导的取舍还得引起注意。4. R5R5既为电流检测点也是限功率设立点。所以R5的取值会影响峰值电流也会影响OPP保护点。建议在OPP满足的情况下尽量取大些。一般不低于2R,建议取2.2R。电源网讯 近两年由于PSR线路简朴,成本低,所以在充电器,LED驱动应用方面相称流行,模拟方式(部分厂家是带数字控制的,如IWATT,本贴只针对较流行的
16、DCM模式的模拟方式 的)实现的PSR工作原理是大同小异的,只是有些参数定义不一定!但有些厂家只是给出计算公式,但对恒流方面,没有真正具体的讲解!在此我会和广大网友分享我对此的理解。先谈谈CV操作模式,现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压,由于漏感的因素,在MOS关断后,也就是次级二极管导通瞬间,会产生一个尖峰,影响电压采样,为了避开个这个尖峰,大部分厂家都是采用延时采样,也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。PI是在高压开关关断2.5 采样。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用,比如OB2203和UCC28600,NCP1377上都有这样的应
17、用,所以可以得到较高精度的过压保护。尚有些厂家是在下拉电阻取样上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸取电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸取。可以减小漏感产生的振铃,从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定,辅助绕组固定,取样精度高。比较器内部精度也高,自然可以得到较高的输出电压精度。先写个变压器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks(变压器次级只有一个绕组Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分别是初级圈数,初级峰值电流,次级圈数,次级峰值电流 . 当工作在DCM模式时,输出电流是次级电流(如图的三角形)在一个工作周期的平均值,所以Io=(Td/T
18、)*Ipsk/2, 其中 T为工作周期。Np*Ipk=Ns*Ipks 所以Ipks=Np*Ipk /Ns,将Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ,得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。可以看出Np,Ns为常数,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初级MOS取样电阻上的峰值电压,同时为了避免寄生电容在导通时产生的电流尖峰,会加入一段消隐时间。Td/T 是由IC内部固定的。OB的是0.5(他是给出TD同频率的关系),BYD的1508是直接给来的0.42。仙童的没有直接给出1317没直接给出这个值,而
19、是给出了一个计算初级电流的公式。也是间接告诉了Td/T 。CC时,在不同输出电压情况下,工作在PFM模式以保证固定的Td/T而实现稳定的输出电流。这就是实现恒流的基本原理,输出电压变化时能保证电流不变。只要保证IC Td/T 的精度,以及初级峰值电流的限流精度就可以得到较高的输出电流精度。这两部分基本上取决于IC。取样电阻保证是没有问题的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。可以看出Np,Ns为常数,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的电流输出。CC时,负载电压变化会引起频率的变化,电压高时频率高,低时频率也减少。从而保证稳定的输出电流。后面会分析一下,关于PSR如何补偿电
20、感量变化,以及合理的电感量选择。电容端变化是有个过程的。在CC模式时,当负载变小的,输出电压下降,Td和T会同时增大,但比例不变。由于Ipk*ton是不变的。由于Vin和L是不变的。根据伏秒变衡。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不变的,N为常数,所以输出负载的变化会引起输出电压的变化,输出电压的变化会引起Td的变化,而Td/T是被IC固定的。所以最终是频率的变化再讲讲PSR对电感量补偿的原理。看过PI LN60X实验视频的朋友可以看到他们的PSR对电感量有补偿。当电感量低出设计正常值时,达成同样的峰值电流需要的时间就短了,t=L*I/V,I在DCM模式时等于峰值电流,而峰值电流
21、是固定的。V就是Vin,为常数。所以L低会导致t下降,也就是Ton下降。根据伏秒平衡,Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns为常数,Ton的下降同样也导致Td下降。由于Td比上周期T为固定值,Td下降导致T变小,所以频率就升高了。但是由于有最高频率的限制。所以设计时要注旨在最重负载时,频率不能工作在最高频率,这样电感量的变化将得不到补偿。应适当低于最高工作频率。电感量高出正常值时,结果当然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。只要Ipk,Td/T不变,输出电流也就不变。所以电感量变化引起的是频率的变化。从公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定,输
22、出功率不变,L的变化引起的是频率f的变化。但一定要注意最高工作频率限制。电源参数(7*1W LED驱动): 输入 AC 90-264V 输出:25.8V 0.3A从IC资料上可以看出Td/T=0.5 CS脚限制电压Vth_oc为0.91V FB基准为2V,占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高开关频率取50KHZ 变压器用EE16,AE=19.3mm2 VCC供电绕组电压取22V(考虑到不同串数LED的兼容性VCC绕组电压取得较高,但通常根据经验,取芯片最大值减去2v) 1、计算次级峰值电流Ipks:Io=(Td/T)*Ipsk/2Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3
23、*2/0.5=1.2A2、计算反射电压Vor:根据伏秒平衡Vin*Ton=Vor*TdVin*Ton/T=Vor*Td/TVin*D=Vor*Td/T90*0.45=Vor*0.5Vor=81V3、计算匝比NVor=(Vo+Vf)*NN=81/(25.8+0.9)=3.034、计算初级峰值电流(考虑到初级电流一部分在转换时的损耗,如吸取中的一部分损耗,磁芯损耗,输出电容损耗,次级铜损)初级电流损耗取输出电流的7%Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.4245、计算初级电感量Vin/L=I/t DCM模式时I等于Ipkvin/L=Ipk/(D/f)L=vin*D
- 配套讲稿:
如PPT文件的首页显示word图标,表示该PPT已包含配套word讲稿。双击word图标可打开word文档。
- 特殊限制:
部分文档作品中含有的国旗、国徽等图片,仅作为作品整体效果示例展示,禁止商用。设计者仅对作品中独创性部分享有著作权。
- 关 键 词:
- PSR 电源 设计 资料
1、咨信平台为文档C2C交易模式,即用户上传的文档直接被用户下载,收益归上传人(含作者)所有;本站仅是提供信息存储空间和展示预览,仅对用户上传内容的表现方式做保护处理,对上载内容不做任何修改或编辑。所展示的作品文档包括内容和图片全部来源于网络用户和作者上传投稿,我们不确定上传用户享有完全著作权,根据《信息网络传播权保护条例》,如果侵犯了您的版权、权益或隐私,请联系我们,核实后会尽快下架及时删除,并可随时和客服了解处理情况,尊重保护知识产权我们共同努力。
2、文档的总页数、文档格式和文档大小以系统显示为准(内容中显示的页数不一定正确),网站客服只以系统显示的页数、文件格式、文档大小作为仲裁依据,个别因单元格分列造成显示页码不一将协商解决,平台无法对文档的真实性、完整性、权威性、准确性、专业性及其观点立场做任何保证或承诺,下载前须认真查看,确认无误后再购买,务必慎重购买;若有违法违纪将进行移交司法处理,若涉侵权平台将进行基本处罚并下架。
3、本站所有内容均由用户上传,付费前请自行鉴别,如您付费,意味着您已接受本站规则且自行承担风险,本站不进行额外附加服务,虚拟产品一经售出概不退款(未进行购买下载可退充值款),文档一经付费(服务费)、不意味着购买了该文档的版权,仅供个人/单位学习、研究之用,不得用于商业用途,未经授权,严禁复制、发行、汇编、翻译或者网络传播等,侵权必究。
4、如你看到网页展示的文档有www.zixin.com.cn水印,是因预览和防盗链等技术需要对页面进行转换压缩成图而已,我们并不对上传的文档进行任何编辑或修改,文档下载后都不会有水印标识(原文档上传前个别存留的除外),下载后原文更清晰;试题试卷类文档,如果标题没有明确说明有答案则都视为没有答案,请知晓;PPT和DOC文档可被视为“模板”,允许上传人保留章节、目录结构的情况下删减部份的内容;PDF文档不管是原文档转换或图片扫描而得,本站不作要求视为允许,下载前自行私信或留言给上传者【快乐****生活】。
5、本文档所展示的图片、画像、字体、音乐的版权可能需版权方额外授权,请谨慎使用;网站提供的党政主题相关内容(国旗、国徽、党徽--等)目的在于配合国家政策宣传,仅限个人学习分享使用,禁止用于任何广告和商用目的。
6、文档遇到问题,请及时私信或留言给本站上传会员【快乐****生活】,需本站解决可联系【 微信客服】、【 QQ客服】,若有其他问题请点击或扫码反馈【 服务填表】;文档侵犯商业秘密、侵犯著作权、侵犯人身权等,请点击“【 版权申诉】”(推荐),意见反馈和侵权处理邮箱:1219186828@qq.com;也可以拔打客服电话:4008-655-100;投诉/维权电话:4009-655-100。