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PWM控制关键技术专业资料.doc
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1、PWM控制技术重要内容:PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法,PWM逆变电路谐波分析,PWM整流电路。重点:PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法。难点:PWM波形生成办法,PWM逆变电路谐波分析。基本规定:掌握PWM控制基本原理、控制方式与PWM波形生成办法,理解PWM逆变电路谐波分析,理解跟踪型PWM逆变电路,理解PWM整流电路。PWM(Pulse Width Modulation)控制脉冲宽度调制技术,通过对一系列脉冲宽度进行调制,来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。第3、4章已涉及这方面内容:第3章:直流斩波电路采用,第4章有两处: 4.1节斩控式交流调压电路
2、,4.4节矩阵式变频电路。本章内容PWM控制技术在逆变电路中应用最广,应用逆变电路绝大某些是PWM型,PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中应用,才拟定了它在电力电子技术中重要地位。本章重要以逆变电路为控制对象来简介PWM控制技术,也简介PWM整流电路1 PWM控制基本原理理论基本:冲量相等而形状不同窄脉冲加在具备惯性环节上时,其效果基本相似。冲量指窄脉冲面积。效果基本相似,是指环节输出响应波形基本相似。低频段非常接近,仅在高频段略有差别。图6-1 形状不同而冲量相似各种窄脉冲面积等效原理:分别将如图6-1所示电压窄脉冲加在一阶惯性环节(R-L电路)上,如图6-2a所示。其输出电流i(t)对不同
3、窄脉冲时响应波形如图6-2b所示。从波形可以看出,在i(t)上升段,i(t)形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相似。脉冲越窄,各i(t)响应波形差别也越小。如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性。用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段特性将非常接近,仅在高频段有所不同。图6-2 冲量相似各种窄脉冲响应波形用一系列等幅不等宽脉冲来代替一种正弦半波,正弦半波N等分,当作N个相连脉冲序列,宽度相等,但幅值不等;用矩形脉冲代替,等幅,不等宽,中点重叠,面积(冲量)相等,宽度按正弦规律变化。SPWM波形脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效PWM波形。图6-3 用PWM波代替正弦半波
4、要变化等效输出正弦波幅值,按同一比例变化各脉冲宽度即可。等幅PWM波和不等幅PWM波:由直流电源产生PWM波普通是等幅PWM波,如直流斩波电路及本章重要简介PWM逆变电路,6.4节PWM整流电路。输入电源是交流,得到不等幅PWM波,如4.1节讲述斩控式交流调压电路,4.4节矩阵式变频电路。基于面积等效原理,本质是相似。PWM电流波:电流型逆变电路进行PWM控制,得到就是PWM电流波。PWM波形可等效各种波形:直流斩波电路:等效直流波形SPWM波:等效正弦波形,还可以等效成其她所需波形,如等效所需非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相似,也基于等效面积原理。2 PWM逆变电路及其控制办法当
5、前中小功率逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要应用场合。本节内容构成了本章主体PWM逆变电路也可分为电压型和电流型两种,当前实用几乎都是电压型。(1)计算法和调制法1、计算法依照正弦波频率、幅值和半周期脉冲数,精确计算PWM波各脉冲宽度和间隔,据此控制逆变电路开关器件通断,就可得到所需PWM波形。缺陷:繁琐,当输出正弦波频率、幅值或相位变化时,成果都要变化2、调制法输出波形作调制信号,进行调制得到盼望PWM波;普通采用等腰三角波或锯齿波作为载波;等腰三角波应用最多,其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称;与任一平缓变化调制信号波相交,在交点控制器件通断,就得宽度正
6、比于信号波幅值脉冲,符合PWM规定。调制信号波为正弦波时,得到就是SPWM波;调制信号不是正弦波,而是其她所需波形时,也能得到等效PWM波。结合IGBT单相桥式电压型逆变电路对调制法进行阐明:设负载为阻感负载,工作时V1和V2通断互补,V3和V4通断也互补。控制规律:uo正半周,V1通,V2断,V3和V4交替通断,负载电流比电压滞后,在电压正半周,电流有一段为正,一段为负,负载电流为正区间,V1和V4导通时,uo等于Ud,V4关断时,负载电流通过V1和VD3续流,uo=0,负载电流为负区间,io为负,事实上从VD1和VD4流过,仍有uo=Ud,V4断,V3通后,io从V3和VD1续流,uo=0
7、,uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周,让V2保持通,V1保持断,V3和V4交替通断,uo可得-Ud和零两种电平。图6-4 单相桥式PWM逆变电路单极性PWM控制方式(单相桥逆变):在ur和uc交点时刻控制IGBT通断。ur正半周,V1保持通,V2保持断,当uruc时使V4通,V3断,uo=Ud,当uruc时使V4断,V3通,uo=0。ur负半周,V1保持断,V2保持通,当uruc时使V3断,V4通,uo=0,虚线uof表达uo基波分量。波形见图6-5。图6-5 单极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式(单相桥逆变):在ur半个周期内,三角波载波有正有负,所得PWM波也有正有负。在ur
8、一周期内,输出PWM波只有Ud两种电平,仍在调制信号ur和载波信号uc交点控制器件通断。ur正负半周,对各开关器件控制规律相似,当ur uc时,给V1和V4导通信号,给V2和V3关断信号,如io0,V1和V4通,如io0,VD1和VD4通, uo=Ud,当uruc时,给V2和V3导通信号,给V1和V4关断信号,如io0,VD2和VD3通,uo=-Ud。波形见图6-6。单相桥式电路既可采用单极性调制,也可采用双极性调制。图6-6 双极性PWM控制方式波形双极性PWM控制方式(三相桥逆变):见图6-7。三相PWM控制公用uc,三相调制信号urU、urV和urW依次相差120。U相控制规律:当urU
9、uc时,给V1导通信号,给V4关断信号,uUN=Ud/2,当urUuc时,给V4导通信号,给V1关断信号,uUN=-Ud/2;当给V1(V4)加导通信号时,也许是V1(V4)导通,也也许是VD1(VD4)导通。uUN、 图6-7 三相桥式PWM型逆变电路uVN和uWNPWM波形只有Ud/2两种电平,uUV波形可由uUN-uVN得出,当1和6通时,uUV=Ud,当3和4通时,uUV=Ud,当1和3或4和6通时,uUV=0。波形见图6-8。输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成,负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平构成。图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形防直通死区时
10、间:同一相上下两臂驱动信号互补,为防止上下臂直通导致短路,留一小段上下臂都施加关断信号死区时间。死区时间长短重要由器件关断时间决定。死区时间会给输出PWM波带来影响,使其稍稍偏离正弦波。特定谐波消去法(Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM):计算法中一种较有代表性办法,图6-9。输出电压半周期内,器件通、断各3次(不涉及0和),共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制,要尽量使波形对称。一方面,为消除偶次谐波,使波形正负两半周期镜对称,即: (6-1)图6-9 特定谐波消去法输出PWM波形另一方面,为消除谐波中余弦项,使波形在半周期内先后1/4周期以/
11、2为轴线对称。 (6-2)四分之一周期对称波形,用傅里叶级数表达为: (6-3)式中,an为 图6-9,能独立控制a1、a2和a3共3个时刻。该波形an为 (6-4)式中n=1,3,5,拟定a1值,再令两个不同an=0,就可建三个方程,求得a1、a2和a3。消去两种特定频率谐波:在三相对称电路线电压中,相电压所含3次谐波互相抵消,可考虑消去5次和7次谐波,得如下联立方程: (6-5)给定a1,解方程可得a1、a2和a3。a1变,a1、a2和a3也相应变化。普通,在输出电压半周期内器件通、断各k次,考虑PWM波四分之一周期对称,k个开关时刻可控,除用一种控制基波幅值,可消去k1个频率特定谐波,k
12、越大,开关时刻计算越复杂。除计算法和调制法外,尚有跟踪控制办法,在6.3节简介(2)异步调制和同步调制载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比,N= fc / fr。依照载波和信号波与否同步及载波比变化状况,PWM调制方式分为异步调制和同步调制:1、异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步调制方式。普通保持fc固定不变,当fr变化时,载波比N是变化。在信号波半周期内,PWM波脉冲个数不固定,相位也不固定,正负半周期脉冲不对称,半周期内先后1/4周期脉冲也不对称。当fr较低时,N较大,一周期内脉冲数较多,脉冲不对称不利影响都较小,当fr增高时,N减小,一周期内脉冲数减少,PWM脉冲不对称影响就变
13、大。因而,在采用异步调制方式时,但愿采用较高载波频率,以使在信号波频率较高时仍能保持较大载波比。2、同步调制同步调制N等于常数,并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式,fr变化时N不变,信号波一周期内输出脉冲数固定。三相,公用一种三角波载波,且取N为3整数倍,使三相输出对称。为使一相PWM波正负半周镜对称,N应取奇数。当N=9时同步调制三相PWM波形如图6-10所示。fr很低时,fc也很低,由调制带来谐波不易滤除,fr很高时,fc会过高,使开关器件难以承受。为了克服上述缺陷,可以采用分段同步调制办法。3、分段同步调制把fr范畴划提成若干个频段,每个频段内保持N恒定,不同频段N不同。
14、在fr高频段采用较低N,使载波频率不致过高,在fr低频段采用较高N,使载波频率不致过低。图6-11,分段同步调制一例。为防止fc在切换点附近来回跳动,采用滞后切换办法。同步调制比异步调制复杂,但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式,高频输出时切换到同步调制方式,这样把两者长处结合起来,和分段同步方式效果接近。图6-10 同步调制三相PWM波形图6-11 分段同步调制方式举例(3) 规则采样法按SPWM基本原理,自然采样法中规定解复杂超越方程,难以在实时控制中在线计算,工程应用不多。规则采样法特点:工程实用办法,效果接近自然采样法,计算量小得多。规则采样法原理:图6-12,三角波
15、两个正峰值之间为一种采样周期Tc。自然采样法中,脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重叠。规则采样法使两者重叠,每个脉冲中点为相应三角波中点,计算大为简化。三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点,过D作水平线和三角波交于A、B点,在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件通断,脉冲宽度 和用自然采样法得到脉冲宽度非常接近。图6-12 规则采样法规则采样法计算公式推导:正弦调制信号波公式中,a称为调制度,0a1;r为信号波角频率。从图6-12因而可得: (6-6)三角波一周期内,脉冲两边间隙宽度 (6-7)三相桥逆变电路状况:普通三相三角波载波公用,三相调制波相位依次差120,同一三角波周期内三相脉
16、宽分别为U、V和W,脉冲两边间隙宽度分别为u、v和w,同一时刻三相正弦调制波电压之和为零,由式(6-6)得 (6-8)由式(6-7)得: (6-9)故由式(6-8)可得: (6-10)故由式(6-9)可得: (6-11)运用以上两式可简化三相SPWM波计算(4)PWM逆变电路谐波分析使用载波对正弦信号波调制,产生了和载波关于谐波分量。谐波频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能重要指标之一。分析双极性SPWM波形:同步调制可当作异步调制特殊状况,只分析异步调制方式。分析办法:不同信号波周期PWM波不同,无法直接以信号波周期为基准分析,以载波周期为基本,再运用贝塞尔函数推导出PWM波傅里叶级数表达式,
17、分析过程相称复杂,结论却简朴而直观。1、单相分析成果:不同调制度a时单相桥式PWM逆变电路在双极性调制方式下输出电压频谱图如图6-13所示。其中所包括谐波角频率为 式中,n1,3,5,时,k=0,2,4,;n=2,4,6,时,k=1,3,5,。可以看出,PWM波中不含低次谐波,只具有角频率为c,及其附近谐波,以及2c、3c等及其附近谐波。在上述谐波中,幅值最高影响最大是角频率为c谐波分量。图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图2、三相分析成果:三相桥式PWM逆变电路采用公用载波信号时不同调制度a时三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图如图6-14所示。在输出线电压中,所包括谐波角频率
18、为式中,n=1,3,5,时,k=3(2m-1)1,m=1,2,; 6m +1,m =0,1,;n =2,4,6,时,k = 6m -1,m =1,2,。和单相比较,共同点是都不含低次谐波,一种较明显区别是载波角频率c整数倍谐波被消去了,谐波中幅值较高是c2r和2cr。图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图SPWM波中谐波重要是角频率为c、2c及其附近谐波,很容易滤除。当调制信号波不是正弦波时,谐波由两某些构成:一某些是对信号波自身进行谐波分析所得成果,另一某些是由于信号波对载波调制而产生谐波。后者谐波分布状况和SPWM波谐波分析一致。(5) 提高直流电压运用率和减少开关次数直流电压
19、运用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。提高直流电压运用率可提高逆变器输出能力;减少器件开关次数可以减少开关损耗;正弦波调制三相PWM逆变电路,调制度a为1时,输出相电压基波幅值为Ud2,输出线电压基波幅值为,即直流电压运用率仅为0.866。这个值是比较低,其因素是正弦调制信号幅值不能超过三角波幅值,实际电路工作时,考虑到功率器件开通和关断都需要时间,如不采用其她办法,调制度不也许达到1。采用这种调制办法实际能得到直流电压运用率比0.866还要低。1、梯形波调制办法思路采用梯形波作为调制信号,可有效提高直流电压运用率。当梯形波幅值和三角波幅值相等时,梯形波所含基波分量幅
20、值更大。梯形波调制办法原理及波形,见图6-15。梯形波形状用三角化率s =Ut/Uto描述,Ut为以横轴为底时梯形波高,Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成三角形高。s =0时梯形波变为矩形波,s =1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波,PWM波含同样低次谐波,低次谐波(不涉及由载波引起谐波)产生波形畸变率为。图6-16, 和U1m /Ud随s 变化状况。图6-17,s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。s = 0.4时,谐波含量也较少, 约为3.6%,直流电压运用率为1.03,综合效果较好。图6-15 梯形波为调制信号PWM控制梯形波调制缺陷:输出波形中含5次、7
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