1.5-2.4ghz调制直接正交器电路设计毕业设计.doc
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1、毕业论文(设计)题 目 1.52.4GHz调制直接正交器电路设计 资料的收集及原理部分的分析 物理与信息工程 学 院 通信工程 专 业 11 级 1 班学生姓名 学 号 指导教师 职 称 高级工程师 完成日期 2015.5.2 191.52.4GHz直接正交调制器电路设计 1.52.4GHz直接正交调制器电路设计 【摘要】 在过去的几十年间无线通信系统飞速,与此同时,人们对能传输大容量的无线通信系统的需求量也越来越多,因此有一个高效率的发射和接收端口相当重要。我们本次设计的任务是1.52.4GHz直接正交调制器电路的设计与实现。以LT5518芯片为核心设计可以完成任意幅度的直接正交调制,它可以
2、适用于数字通信系统中的发射机,中频调制器移相器,直接上变频器等应用。可广泛应用于3G和4G移动通信系统的中继设备(基站、直放站)和收发信机中。介绍所研究课题的背景和研究意义、然后对整个系统的设计所需的芯片LT5518、正交调制OQPSK的理论基础、硬件设计平台( Altium Designer应用软件)、高频(3GHz)信号发生器和信号分析仪的使用进行简要叙述,然后对调制电路的实现进行探讨和修改。本文主要着重介绍正交调制的理论。【关键字】LT5518;OQPSK;正交调制;Altium Designer;目 录第一章 绪论2 1.1 课题背景与研究意义2 1.2 设计任务2 1.3 本论文的工
3、作2第二章 LT5518的功能简介3 2.1 LT5518的概述3 2.2 LT5518的主要技术特性3 2.3 LT5518的芯片封装和引脚功能3第三章 基于LT5518的1.52.4GHz直接正交调制器电路5 3.1 正交调制器理论基础5 3.2 系统硬件设计平台- Altium Designer5 3.3 系统硬件电路实现6 3.4 电路的测试及性能改善7第四章 总结13 4.1 实践过程总结5 4.2 遇到的问题以及解决办法5 4.3 项目制作心得与体会5致 谢14参考文献15第一章 绪论1.1 课题背景与研究意义 随着现代通信技术的快速发展,正交调制器在微波和射频通信设备中的重要性越
4、来越突出,随之而来的视频和数据传输业务对信道带宽的要求在提高,下行数据率正在以30%40%的速率逐年提高。消费者也希望使用相同的数据速率来增强家中的互联网设备,也因此射频的调制的运用也越来越广。但从宏观来看,当前采用的模拟下行调制解调器很难满足要求,特别是成本费用这块。我们此次设计的目的也是为了设计出一个成本低又使用的调制器。可能是运营商还没意识到,通过升级改造现有接入平台来满足日益增长的带宽需求的方法,但是这样有成本费用极高的缺点。因此,消费者和运营商面临着相同的问题:模拟收发器已经无法满足日益增长迅速的带宽需求。而是需要新时代的数字射频调制器,它的优点有别于传统的调制器,能提供高密度、低成
5、本的解决方案。移动通信的射频调制器在传输信息上的用途相当广泛,我们应该更加着力研究,使得实用化,这是非常具有意义。也是我们接下来要努力的方向。1.2 正交调制器的应用场合直接正交调制器电路可用于数字通信系统中的发射机,中频调制器移相器,直接上变频器等应用。可广泛应用于3G和4G移动通信系统的中继设备(基站、直放站)和收发信机中。1.3 正交调制器的国内外发展现状许多国家都在研究高传输速率的数据传输系统,以满足卫星数据通信的高流量。目前,在美国卫星传输系统以1Gbps传输速率发展。日本也在研究1.2Gbps传输速率的卫星高速传输系统。中国目前的实际高速卫星传输系统的规模大多为100Mbps数量级
6、。OQPSK通过模块化的硬件平台和软件编程来实现调制和解调功能,其主要问题集中在数字解调同步算法的研究上。1.4 本论文的工作设计这个项目主要是在我、康炜和李子雄三个人共同完成的。其中,我侧重负责资料的收集以及原理部分的分析,当然整个过程我们都参与其中,是我们分工协作所完成。本次项目在研习大量相关学科知识和参阅大量文献资料的前提下,首先,结合工程实际,提出研究对象,然后通过工程实例来验证该设计的正确性并以此来指导该项目在实际中的应用。以直接正交调制器技术为核心内容,广泛获取并消化吸收调制技术及应用的知识和技术,在四年的知识储备的基础上,从学校图书馆和市区书店查阅相关文献及书籍,对收集到的资料进
7、行分析、探讨并总结,为本次设计任务的实现提供了坚实的基础理论。在完成本次设计过程中,我们不断尝试并熟练掌握射频电路设计软件,熟练掌握高频(3GHz)信号发生器和信号分析仪的使用,为本次设计任务的实现提供技术支持。以LT5518芯片为核心设计直接正交调制器电路。用Altium designer软件设计电路板,分工合作,三个成员不断探讨,实践,共同完成项目。第二章 调制解调理论与技术基础2.1 OQPSK正交调制 “OQPSK也称为偏移四相相移键控,把输入码流分成两路,I表示了同相的分量,而Q则表示了正交分量,然后进行正交调制【1】”。它将同相分量和正交分量两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。
8、由于两支路码元半周期的偏移,导致“同相分量跟正交分量不能同时发生改变,每次都只可能有一路会发生极性翻转,不会发生两支路码元极性同时翻转的现象2”。所以,OQPSK信号相位只能跳变0、90,不会出现180的相位跳变,相位路径如图2-1所示,所以,星座图中的信号点也只能沿着正方形的四个边移动,无法沿着对角线移动。图2-1 QPSK和OQPSK的相位关系(a)QPSK信号的相位关系(b)OQPSK信号的相位关系 “OQPSK克服了QPSK的l80的相位跳变,信号通过带通滤波器后包络起伏小,性能得到了加强,所以受到了社会的广泛重视3”。但是,当码元转换时,相位变化不连续,存在90的相位跳变,所以频带仍
9、然较宽。 “OQPSK正交调制由I信号与载波相乘所得的信号和Q信号与移相90之后的载波相乘所得的信号相加得到调制后的信号4”。2.2 调制与调制理论与技术 正交调制(OQPSK)的是一种在两个正交载波上进行幅度调制的调制方式。这两个载波通常是相位差为90度(/2)的正弦波,实现框图如图2-2.单/双I信号090射频载波输入 射频输出单/双Q信号 图2-2 正交调制实现框图 OQPSK也称为偏置正交相移键控,是在QPSK的基础上。OQPSK与QPSK有同样的相位关系,也是由两个相同I/Q基带信号输入,然后进行正交调制。而OQPSK中只是将QPSK的调制时的Q路基带信号比I路基带信号延迟二分之一个
10、周期。由于两基带信号支路的码元有半周期的偏移,因此每次只有一路可能发生极性翻转的情况,不会发生两基带信号支路的码元极性同时翻转的现象。也就使得OQPSK信号的相位只能跳变0、90,不会出现180的相位跳变,所以OQPSK的波形更接近恒包络。 OQPSK的解调与QPSK的解调原理相同,其差别仅在于对Q之路信号抽样判决时间比I支路延迟了二分之一个周期,这是因为在调制时Q支路信号在时间上比I支路信号延迟二分之一个周期的缘故,所以在抽样判决时刻也应该比I支路延迟二分之一周期,来保障两个支路交错抽样。实现框图如图2-3所示 LPF 比较判决延迟T/2 载波二元信息OQPSK信号90 位定时 并/串变换L
11、PF 比较判决图2-3 OQPSK解调实现框图第三章 LT5518功能简介3.1 LT5518的概述 LT5518是一个直接I/Q调制器,可将差分基带I、Q信号直接调制成RF信号。它支持PHS、GSM、EDGE、TD-SCDMA、CDMA、CDMA2000、W-CDMA和其他系统,适合于DCS、PCS和UMTS频带的发射机;DCS、PCS和UMTS频带的上变频器,以及1.52.4GHz本机振荡信号低噪声可变移相器等应用。3.2 LT5518的主要技术特性 LT5518具有50交流耦合单端LO和RF端口,工作频率范围1.52.4GHz。在2GHz时,输出IP3为22.8dBm,输出噪声基底为15
12、8.2dBm/Hz,四通道W-CDMAACPR在2.14GHz时为-64dBc,载波泄露为-49dBm,镜像抑制为40dB。 LT5518通过I和Q输入端提供一个90移相信号,可构成一个镜像抑制上变频混频器,高阻抗I/Q基带输入由电压到电流转换器构成,驱动内部双平衡混频器,混频器的输出相加后加到芯片内的射频变压器,这个射频变压器把差分混频器的信号转换成一个50的单端输出形式。共模偏置电压约为2.1V,I、Q基带输入端口用直流耦合。本机振荡的通道包括一个单端输入的本机振荡缓冲器和一个正交相位发生器,正交相位发生器给混频器提供本机振荡的驱动,电源电压范围4.55.25V。3.3 LT5518的芯片
13、封装与引脚功能 LT5518采用QFR-16(4mm X 4mm)的疯转形式。其引脚封装形式和内部结构框图分别如图3-1和图3-2所示。图3-1 LT5518的引脚封装形式图3-2 LT5518内部结构框图表3-1 LT5518的引脚功能引脚符号功能1EN能使控制输入。此端电压高于1V时,IC导通;此端电压低于0.5V时,IV关闭2,4,6,9,10,12,15GND接地引脚端。引脚端9、6、15和17(逻楼的焊盘)内部互相连接在一起。引脚端2、4内部互相连接,作为LO信号的接地回路,引脚端10、12内部互相连接,作为芯片上RF平衡-不平衡变压器的接地回路。为取得最好的RF性能,引脚端2、4、
14、6、9、10、12、15和引脚端17(逻楼的焊盘)都应连接到印制电路板的接地板上。3LOLO输入,交流耦合单端输入形式,在RF频率范围内输入阻抗电阻约为50。为避免导通ESD保护二极管,外部提供的直流电压应该在-0.5VVcc+0.5V范围内7,5BBPR,BBMQ基带Q信道输入。差分输入阻抗为2.9k,内部偏置约为2.06V,共模电压必须低于2.5V8,13Vcc电源电压引脚端。引脚端8和13都是内部连接,推荐这两个引脚端连接一个0.1uF电容到地以去耦合11RFRF输出。交流耦合单端输出形式,输出电阻约50。为避免导通ESD保护二极管,外部提供的直流电压应该在-0.5VVcc+0.5V范围
15、内14,16BBPI,BBMI基带I信道输入。差分输入阻抗为2.9k,内部偏置约为2.06V,共模电压低于2.5V T5518芯片内部包括一个I和Q的差分输入电压到电流转换电路、I和Q上变频混频器、射频输出平衡一不平衡变换器、LO正交相位发生器和LO缓冲器。 外部I和Q基带信号输入到BBPI、BBMI和BBPQ、BBMQ基带输入引脚端。这些差分电压信号被转换成电流形式,通过双平衡上变频混频器转换成射频频率,混频器输出端利用平衡一不平衡变换器进行组合,同时把输出阻抗转化为50 ,产生的RF信号的中心频率等于LO信号频率,移相器分割LO端的信号为同相和正交LO信号,由LO输入驱动移相器,这些LO信
16、号通过芯片内部的缓冲器驱动上变频混频器,LO输入端和RF输出端都是单端50 交流耦合形式。3.3.1基带接口 基带输入(BBPI、BBMI和BBPQ、BBMQ)的差分输入阻抗大约为29 k,这四个基带输入端内部通过200 的电阻和18 pF的电容组成低通滤波器连接到地(如图所示),它允许的基带带宽约为250 MHz(一1 dB),共模电压约为206 V。温度影响共模电压,在温度为-40C时,共模电压约为219 V;在温度为85C时,共模电压约为192 V。 如果LT5518的IQ信号是直流耦合形式,则要使LT5518有适当的偏置,必须保证IQ输入端的共模电压为206 V。有一些IQ测试发生器允
17、许单独设置共模电压,在这种情况下,为了匹配LT5518内部偏置,这些发生器的共模电压必须设置为103 V,如图3-3所示图3-3 I/Q可编程发生器与负载电路 LT5518应该采用差分驱动,否则,偶次失真分量会降低总的线性度。通常采用一个数模转换器(DAC)作为LT5518的信号源。在DAC输出和LT5518基带输入端之间要放置一个滤波器,推荐在数模转换器输出端和LT5518基带输入端之间采用直流耦合。从数模转换输出端到LT5518输入端的共模电压需要一个有效的电平移位器来适应,使用一个无源组件时可以获得一个直流电平的移位。数模转换器提供一个020 mA的数模转换输出,后面连接一个无源的五阶低
18、通滤波器,直流耦合接口允许调节数模转换差分输出,用来缩小LO到RF的馈通。数模转换器的输出端共模电平约为05 V(DC),通过电阻R3A、R3B、R4A和R4B转化到LT5518的输入端,其共模电平约为206 V(DC)。推荐采用精确度为1的电阻。LT5518输入共模电平的温度系数是一27 mV,在不同的环境温度中,输入共模电平会产生变化,内部反馈电路可以校正这些电平的变化,使LT5518的偏置在正确的工作点上。R3和R4电阻值必须要足够高,这样不管温度怎样变化,LT5518共模当前值就不会超过LT5518输入端的允许值。电路中R3A、R3B、R4A和R4B会引起输入信号衰减,电容C4A和C4
19、B可以将输入信号的衰减降到最低。对于低频和高频基带信号,电容C4A和C4B会导致增益上有差别,选择足够大的电容器C4A和C4B,可以使截止频率明显比最小基带信号频率低。当信号频率明显小于f-3dB时,增益大约要减小.3.3.2 LO部分内部LO输入放大器完成单端LO输入信号到差动形式的转换,LO输入的等效电路如图3-4所示。图3-4 LO输入的等效电路 在芯片内部,差分LO信号分成同相和正交(90相移)两个信号,分别驱动LO缓冲器。LO缓冲器分别驱动双平衡型I和Q混频器。LO输入信号和内部同相LO以及正交LO信号的相位关系是固定的,不依赖于启动条件。对于频率接近2 GHz的本地振荡器信号,移相
20、器的目的是为了产生精确的正交信号。当频率明显低于18 GHz或是高于24 GHz时,正交精确度就会降低,导致镜像抑制降低。LO引脚端的输入阻抗大约为50 ,建议LO输入功率为0 dBm,因为降低LO输入功率,它的增益、OIP2、OIP3和动态范围等性能也会降低,特别是在低于-5 dBm和温度TA=85时,它的增益、OIP2、OIP3和动态范围等性能会降低很多。高的LO输人功率(例如5 dBm)对线性或增益没有改善,LO馈通会增加。呈现在LO信号中的谐波信号可以降低镜像抑制,因为它们在内部移相器中引入了一小的过量相移。对于在-20 dBc级的二次(在4 GHz)和三次谐波(在6 GHz),引入的
21、镜像频率信号大约为-55 dBc或者更低,相当于小于1度的过量相移。在第二和第三次谐波为-10 dBc时,引入的镜像频率信号大约为-46 dBc。高于三次谐波的高次谐波对它的影响就比较小。LO在1.72.4 GHz回波损耗为14 dB。 3.3.3 RF部分在上变频器之后,I和Q混频器的射频输出是被组合的,利用一个芯片内部的平衡一不平衡变换器把内部差分输出形式转化为单端输出形式,转换输出信号阻抗为50 。对于较低的频率,可以在RF输出端并联一个电容改善S22。对于较高的频率,也可以在RF输出端并联一个电感线圈来改善S22。 图3-5 RF输出端的等效电路原理图 注意:射频输出端芯片内部的ESD
22、二极管在内部连接到地,在较高的输出射频信号电平(高于3 dBm时),如果将一个50 的终端电阻直接连接到地,那么ESD二极管可以降低线性性能。为了防止这个情况发生,建议在RF输出端增加一个耦合电容器。在测量1 dB的压缩分量时,强烈推荐使用这个形式。3. .3.4使能控制接口 使能控制接口EN引脚端的等效电路如图3-6所示,在LT5518使能状态,开启电压为1.0 V;在不使能状态(关机),使能控制电压必须小于05 V。如果EN引脚端没有连接,则芯片不使能。EN为低电平是由芯片内的75 k的下拉电阻来保证的。EN引脚端的电压不能高于Vcc的电压05 V,如果超过了05 V,那么整个芯片电源电流
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