本科毕业设计方案基于MATLAB的OFDM系统仿真及分析.doc

摘要
正交频分复用(OFDM) 是第四代移动通信核心技术。该文一方面简要简介了OFDM发展状况及基本原理，文章对OFDM 系统调制与解调技术进行理解析，得到了OFDM 符号普通表达式，给出了OFDM 系统参数设计公式和加窗技术原理及基于IFFT/FFT 实现OFDM 系统模型，阐述了运用IDFT 和DFT 实现OFDM 系统根源所在,重点研究了抱负同步状况下,保护时隙(CP)、加循环前缀先后和不同信道内插办法在高斯信道和多径瑞利衰落信道下对OFDM系统性能影响。在给出OFDM系统模型基本上,用MATLAB语言实现了传播系统中计算机仿真并给出参照设计程序。最后给出在不同信道条件下,研究保护时隙、循环前缀、信道采用LS预计办法对OFDM系统误码率影响比较曲线,得出了较抱负结论。

核心词:
正交频分复用;仿真;循环前缀;信道预计

Title：MATLAB Simulation and Performance Analysis of OFDM System
ABSTRACT
OFDM is the key technology of 4G in the field of mobile communication. In this article OFDM basic principle is briefly introduced. This paper analyzes the modulation and demodulation of OFDM system，obtaining a general expression of OFDM mark，and giving the design formulas of system parameters，principle of windowing technique，OFDM system model based on IFFT/FFT，the origin which achieves the OFDM system by using IDFT and DFT. Then，the influence of CP and different channel estimation on the system performance is emphatically analyzed respectively in Gauss and Rayleigh fading channels in the condition of ideal synchronization. Besides，based on the given system model OFDM system is computer simulated with MATLAB language and the referential design procedure is given. Finally，the BER curves of CP and channel estimation are given and compared. The conclusion is satisfactory.

KEYWORDS:OFDM；Simulation；CP；Channel estimation
目 次
1 概述 1
1.1 OFDM发展及其现状 2
1.2 OFDM优缺陷 2
2 OFDM基本原理 4
2.1基于IFFT/FFT OFDM 系统模型 4
2.2 OFDM信号频谱特性 7
2.3 0FDM 系统调制与解调解析 8
2.4 加窗 10
3 循环前缀及信道预计对系统误码率改进分析 13
3.1循环前缀 13
3.2 OFDM系统峰值平均功率比 17
3.3信道预计 18
3.3.1信道预计概述 18
3.3.2基于导频信道预计办法 19
3.3.3信道插值办法 20
3.3.4仿真成果及分析 21
结 论 22
致 谢 23
参 考 文 献 24
附 录 26

1 概述
随着移动通信和无线因特网需求不断增长，越来越需要高速无线系统设计，而这其中一种最直接挑战就是克服无线信道带来严重频率选取性衰落。正交频分复用（OFDM）技术可以较好地克服无线信道频率选取性衰落，由于其简朴高效，OFDM已成为实现将来无线高速通信系统中最核心技术之一。
当代移动通信发展至今，已经经历了三代，而3G 后续技术也在加速研究中。当前，国际原则化组织正在推动无线传播技术从2Mb/s 传播速率向100Mb/s 和1000Mb/s 目的发展，对4G 定义也已经逐渐清晰起来。基本上可以拟定，OFDM/OFDMA、MIMO和智能天线等技术将成为4G 主流技术。OFDM 有关技术诸多， 实际应用中OFDM 复杂度很高。因而， 建立适合自己研究方向OFDM 模型， 无论是为了理解OFDM 技术理论，还是对后续OFDM 与其她技术相结合研究工作，均有着非常重要意义。
OFDM是一种特殊多载波调制技术,它运用载波间正交性进一步提高频谱运用率,并且可以抗窄带干扰和多径衰落。多载波调制原理最早在20 世纪60 年代中期由Collins kinep lex 提出。70 年代,重要用于美国军用无线高频通信系统;80 年代,OFDM研究重要用在高速调制解调器、数字移动通信及高密度录音带中;90 年代后来,OFDM重要用在非对称数字顾客环路(ADSL) 、ETSI 原则数字音广播(DAB) 、数字视频广播(DVB) 、高清晰度电视(HDTV) 、无线局域网(WLAN)等。OFDM与CDMA技术结合重要有两种形式，一种是多载波CDMA(MC-CDMA) ，一种是多载波直扩CDMA (MC-DS-CDMA) 。前者是频域扩展和多载波调制技术相结合,后者是时域扩展和多载波调制技术相结合。
OFDM通过各种正交子载波将串行数据并行传播,可以增大码元宽度,减少单个码元占用频带,抵抗多径引起频率选取性衰落;可以有效克服码间串扰( ISI) ,减少系统对均衡技术规定,合用于多径环境和衰落信道中高速数据传播;并且信道运用率很高,这一点在频谱资源有限无线环境中尤为重要。这些方案都是基于OFDM 之上，因而，研究OFDM系统性能就显得非常必要。本文一方面简要简介OFDM基本原理,在这个基本上建立了OFDM仿真模型,然后通过加保护时隙及进行信道预计，分析OFDM 系统在AWGN和多径Rayleigh衰落信道下不用插入算法性能,最后给出仿真成果。
1.1 OFDM发展及其现状
OFDM是一种特殊多载波频分复用(FDM)技术。在老式多载波频分复用系统中，各个子信道采用不同载波并行传送数据，子载波之间间隔足够远，采用隔离带来防止频谱重叠，故频谱效率很低。在均衡器未被采用此前，人们就是用这种多载波方式在时间色散信道中进行高速通信。
1966年，R.W.Chang分析了在多载波通信系统中如何使通过滤波后带限子载波保持正交。随后不久B.R.Saltzberg给出了一篇性能分析文章，她指出在设计一种有效并行传播系统时，应当把注意力更多地集中在减少相邻信道串扰上，而不是使各个独立信道工作得更好，由于此时信道串扰是导致信号失真重要因素。1971年，S.B.Weinstein和P.M.Ebert提出用傅立叶变换(DFT)进基带OFDM调制和解调。通过DFT进行OFDM基带调制和解调避免了生成各种子载波和各种窄带带通滤波器，使系统模仿前端由各种变为一种，同步由于DFT可以用FFT来迅速实现，这进一步减少了系统实现复杂度。为对抗符号间干扰和载波闻干扰，她们提出在符号间插入一段空白时隙作为保护间隔。她们系统虽然没有能在色散信道中获得较好子载波正交性，但对OFDM仍是一种很大贡献。另一种重要贡献来自A.Peled和A.Rmz，她个人提出了采用循环前缀来解决色散信道中子载波间正交性问题。当信道响应长度不大于循环扩展时，循环前缀存在使信号与信道响应线性卷积变成循环卷积，从而使色散OFDM信号可以通过频域单点均衡进行去有关。固然，循环扩展引入会导致少量信噪比损失。由于无线信道多径传播会使宽带OFDM信号产生频率选取性衰落，导致各个子信道上信噪比不同，因而实际OFDM系统都是与交织、纠错编码结合在一起，形成编码正交频分复用(COFDM)。交织和编码可以使OFDM系统获得良好频率和时间二维分集。
1.2 OFDM优缺陷
虽然OFDM已经得到广泛应用，但是在使用中咱们也要清晰结识到它优缺陷，下面简要从这两方面简介下OFDM。
OFDM技术长处重要有：
(1) OFDM调制方式合用于多径和衰落信道中高速数据传播。当信道由于多径影响浮现频率选取性衰落时，只有落在频率凹陷处载波及其携带信息受到影响，其他子载波未受损害；。
(2) 在OFDM调制方式中，通过插入保护间隔，可以较好地克服符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)
(3) 由于OFDM各子载波互相正交，容许各子载波有1/2重叠，因而可以大大提高频谱运用率：
(4) 由于深度衰落而丢失某些子载波可通过编码、交织等办法来较好恢复，提高系统抗误码性能，且通过各子载波联合编码，具备很强抗衰落能力；
(5) OFDM技术抗脉冲及窄带干扰能力很强，由于这些干扰仅仅影响到很小一某些子信道；
(6) 与单载波系统相比，对采样定期偏移不敏感。
OFDM技术缺陷重要有：
(1) 由于规定各子载波正交，因此对频率偏移和相位噪声很敏感；
(2) 由于各子载波互相独立，峰值功率与均值功率比相对较大，且随子载波数目增长而增长。高峰均比信号通过功放时，为了避免信号非线性失真和带外频谱再生，功放需要具备较大线性范畴，导致射频放大器功率效率减少。
国外对OFDM技术研究已有近50年历史。最初无线OFDM传播系统是用在军用无线高频通信链路中，随着数字信号解决(DSP)超大规模集成电路(VLSI)技术发展，OFDM技术获得了长足进步并广泛应用于社会生活各个方面。其应用重要有：
(1) 广泛应用于音频和视频传播中，如欧洲数字音频广播18J(DAB)、数字视频广播(DVB)以及日本综合业务数字广播(ISDB)等；
(2) 非对称数字顾客链路(ADSL)；
(3) 无线局域网原则IEEE802.1la、欧洲电信原则协会(ETSI)推出局域网原则Hyperlan2等；
(4) 无线城域网原则IEEE802.16a；
(5) 已具雏形4G蜂窝系统；
2 OFDM基本原理
在宽带无线通信系统中，影响高速信息传播最重要一类干扰是频率选取性干扰。它体现为对信号某些频率成分衰减严重，而对此外某些频率成分有较高增益。为克服此类衰落，一种很自然想法是在信道上划分各种子信道，使每一种子信道频率特性都近似于平坦，使用这些独立子信道传播信号并在接受机中予以合并，以实现信号频率分集，这就是多载波调制基本思想。在无线通信中应用最广是OFDM多载波调制技术，它每一种子载波都是正交，提高了频谱运用率。还可以在OFDM符号之间插入保护间隔，令保护间隔不不大于无线信道最大时延扩展，最大限度消除由于多径带来符号间干扰。
2.1基于IFFT/FFT OFDM 系统模型
基于IFFT/FFT 实现OFDM 系统方框图如图2.2.1 所示

图2.1.1 IFFT/FFT 实现OFDM 系统
图2.1.1中串行输入数据为通过信道编码后序列（如Turbo码），将该序列转换成包括R个比特块，每块再提成N个组，每个组相应一种子载波。依照所采用调制方式不同，每个组包括比特数可以不同,设第K 组比特数为，则有采用ASK、PSK、QAM等调制方式将这个比特映射成复值符号。
除了上述通过数据调制信息符号外，尚有个不需要通过数据调制用于同步与信道预计导频符号，一共有 组有用数据。在恰当位置上添加一定数量零使得总信息符号个数为刚好不不大于N2 整数幂，记为N，即有个子信道不用，其上传播复值符号为0。这样解决目一方面是为了采用，另一方面是为了防止谱外泄。对于持续OFDM信号模型，假设系统总带宽是，OFDM码元周期为，为保护间隔。一种OFDM复值基带码元可以表达为：
(2.1)
式（2.1）中信号以1/Δ（Δt = T / N ）速率从时刻开始采样，所得N 个样本为：

=
= ，k=0，1,2，3.......N-1 (2.2)
显然，这个样值与序列S=IDFT，除了系数外完全同样。由于对每个持续OFDM 码元采样N 个样本，正好满足Nyquist 采样定理，因此可以通过这些样值重构原始持续信号。这样样值可以通过IDFT 来得到，这就是用IDFT 和DFT 可以实现OFDM 系统根源。下面给出OFDM载波幅度谱和相位谱，分别如下图2.1.2和图2.1.3所示

图2.1.2 OFDM载波幅度谱

图2.1.3 OFDM载波相位谱

2.2 OFDM信号频谱特性
当各个子载波用QAM或MPSK进行调制时，如果基带信号采用矩形波形，则每个子信道上已调频谱为形状，其主瓣宽度为，其中为OFDM信号长度（不涉及CP）。由于在时间内共有OFDM信号N个抽样，因此OFDM信号时域信号抽样周期为。由于相邻子载波之间频率间隔为，因此

即这些已调子载波信号频谱函数主瓣宽度为,间隔为。依照函数性质，懂得它们在频域上正交，这就是正交频分复用（OFDM）名称由来。
普通频分复用传播系统各个子信道之间要有一定保护频带，一便在接受端可以用带通滤波器分离出各个信道信号。保护频带减少了整个系统频谱运用率。OFDM系统子系统间不但没有保护频带，并且各个信道信号频谱还互相重叠。如图2.2.1所示：

图2.2.1 OFDM信号正交性频域解释示意图
这使得OFDM系统频谱运用率相比普通频分复用系统有很大提高，而各子载波可以采用频谱效率高QAM和MPSK调制方式，进一步提高OFDM系统频谱效率。
2.3 0FDM 系统调制与解调解析
以t =为起始时刻OFDM符号可以表达为：
，， （2.3）
式（2.3）实部和虚某些别相应于OFDM 符号同相和正交分量，实际应用中可以分别与相应子载波cos 分量和sin 分量相乘，构成最后子信道信号和合成OFDM 符号。
收端相应OFDM 解调，其第k 路子载波信号解调过程为：将接受信号与第k 路解调载波相乘，然后将得到成果在OFDM 符号持续时间T 内进行积分，即可获得相应发送信。事实上，式（2.3）中定义OFDM 复等效基带信号可以采用离散逆傅里叶变换（IDFT）实现。令式（2.3）=0,t=KT/N(k=0,1,…,N-1)，则可以得到：
（2.4）
在式（2.4）中，即为IDFT 运算。在接受端，为了恢复出原始数据符号，可以对进行DFT 变换得到：
(2.5)
由上述分析可以看出，OFDM 系统可以通过N 点IDFT运算，把频域数据符号变换为时域数据符号，通过载波调制之后，发送到信道中；在接受端，将接受信号进行相干解调。然后将基带信号进行N 点DFT 运算，即可获得发送数据符号。实际应用中， 可用迅速傅里叶变换（FFT/IFFT）来实现OFDM 调制和解调。N 点IDFT 运算需要实行次复数乘法，而IFFT 可以明显地减少运算复杂度。对于惯用基2IFFT 算法来说，其复数乘法次数仅为。
本文中假设FFT点数是2048，载波数量是200，每个符号代表2bit，每个载波使用100个符号，则OFDM时域和频域图形如下：

图2.3.1 OFDM一种符号周期时域OFDM信号

图2.3.2 OFDM每一种载波相应时域信号

2.4 加窗
由式（2.3）所定义OFDM 符号存在缺陷是功率谱带外衰减速度不够快。技术上，可以对每个OFDM 符号进行加窗解决，使符号周期边沿幅度值逐渐过渡到零。经常被采用窗函数是式（2.6）定义升余弦窗
（2.6）
（2.6）式中， 表达加窗前符号长度。而加窗后符号长度应当为，从而容许在相邻符号之间存在有互相覆盖区域。在实际系统中，通过加窗OFDM 符号产生过程为：一方面，在个通过数字调制符号背面补零，构成N 个输入样值序列，然后进行IFFT 运算；将IFFT 输出最后Tprefix个样值插入到OFDM 符号最前面，将IFFT 输出最前面Tpostfix 个样值插入到OFDM 符号最背面；接下来，将OFDM 符号与式（2.6）定义升余弦窗函数时域相乘；最后将通过加窗OFDM 符号延时，与前一种通过加窗OFDM 符号相加。应当指出，式（2.6）中β值选取要恰当，如对于64 个子载波OFDM 符号，可取=0.025。
用matlab可以画出其频谱密度仿真图。如图2.4.1(a),2.4.1(b)所示；其中，每一种子图横轴表达归一化频率，纵轴表达归一化幅度衰减(单位：dB)。(a)、(b)两个子图分别表达包括128、256个子载波OFDM符号功率密度谱。从图中可以看出，随子载波数增长，OFDM符号功率密度谱下降速度会增快。但是虽然在256个子载波状况下，其3dB带宽依然会是128个载波3dB带宽2倍。
为了加快OFDM信号功率谱带外衰减某些下降速度，可以对每个OFDM时域符号进行加窗，使符号周期边沿幅度值逐渐过渡到零，这与成型滤波原理相称类似。成型滤波是在频域加平方根升余弦窗，减少时域信号拖尾振荡；而OFDM符号在时域加升余弦窗，减少频域信号拖尾振荡，使带外衰减速度加快。

图2.4.1（a）载波数为256信号频谱信号仿真图

图2.4.1（b）载波数128信号频谱信号功率谱带外衰减仿真图
对OFDM时域符号加窗之前，一方面要添加循环前缀和循环后缀，添加了循环前缀和循环后缀后归一化功率OFDM复信号表达为：
(2.7)
加入循环前缀、循环后缀后OFDM功率谱密度为：
(2.8)
如图2.4.2（a）和2.4.2(b)所示，通过对OFDM信号加窗先后信号频谱进行仿真比较，得到加窗后信号带外衰减大副减小，但是对信号误码率也有一定影响。

图 2.4.2（a）未加窗OFDM功率频谱带外衰减仿真

图2.4.2（b）加升余弦窗后OFDM功率谱带外衰减仿真
3 循环前缀及信道预计对系统误码率改进分析
3.1循环前缀
OFDM系统中,每个并行数据支路都是窄带信号,可近似以为每个支路都经历平坦衰落,这样就减小了频率选取性衰落对信号影响。同步,每路子数据流速率减少,减小了符号间干扰( ISI) 。此外,还可以通过加保护间隔办法完全消除符号间干扰。假设每个OFDM符号由Y个样值构成,由于时延扩展,接受端将会有和信道冲激响应持续时间相相应前L (L < Y) 个样值发生错误,为此,可以在发送信号前端加上M个样值,接受端收到信号时,先去掉前M个样值,然后再进行FFT,只要M ≥L就可完全消除ISI。
最初保护间隔是用空数据填充,这虽然消除了ISI,但却破坏了信道间正交性。日后，Peled和Ruiz 提出了用循环前缀填充保护间隔办法,即把Y个样值最后M个复制到个OFDM符号前端作为保护间隔,运用循环卷积概念,只要循环前缀长度不不大于信道冲激响应,信道间仍是正交。符号周期由T增长至T′= T +ΔT,ΔT是保护时隙,增长保护时隙会减少频谱运用率，因此ΔT普通不大于等于T/4。
为了清晰阐明循环前缀抗符号间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)影响，本文将通过图3.1.1和图3.1.2进行详细阐明。
图3.1.1是无循环前缀时产生符号问干扰和载波间干扰韵示意图。从图中可以看到，OFDM两个子载波都采用了BPSK调制，即在符号边界处，载波相位也许产生180度跳变。
(1)从图3.1.1(a)可以看出，在抱负高斯信道条件下，可以保证在FFT运算时间内，不会发生信号相位跳变，因而OFDM接受机接受到信号仅是各种单纯持续正弦波叠加，这种叠加不会破坏子载波之间正交性。
(2) 从图3.1.1(b)可以看出，在多径信道下，会产生信号延迟。在图中载波2延迟信号会在FFT运算时间内产生相位跳变，破坏了子载波正交性，从而在接受机中会对载波2解调导致符号间干扰。

图3.1.1无循环前缀时产生符号间干扰和载波间干扰示意图
(3) 从图3.1.1(c)可以看出，载波2延迟信号会在FFT运算时间内产相位跳变，破坏了子载波正交性，从而在接受机中会对载波1解调导致载波间干扰。
图3.1.2是有循环前缀时，OFDM信号抗符号间干扰和载波间干扰示意图，其中OFDM两个子载波也采用了BPSK调制。图中CP代表循环前缀位置。
(1) 从图3.1.2(a)可以看出，在抱负高斯信道条件下，在FFT运算长度内，不会发生信号相位跳变，相位跳变仅发生在循环前缀位置内，在接受端进行FFT之前会将其去掉，因而OFDM接受机接受到信号也仅是各种单纯持续正弦波叠加，这种叠加不会破坏子载波之间正交性。
(2) 从图3.1.2(b)可以看出，在多径信道下，会产生信号延迟。在图中，载波2延迟信号会在循环前缀内产生相位跳变，但在FFT运算时间内没有跳变，保持了子载波正交性，从而在接受机中不会对载波2解调导致干扰，这就是循环前缀抗符号间干扰体现。
(3) 从图3.1.2(c)可以看出，载波2延迟信号会在循环前缀内产生相位跳变，但在FFT运算时间内没有跳变，保持了子载波正交性，从而在接受机中不会对载波1解调导致干扰，这就是循环前缀抗载波间干扰体现。
图3.1.3和图3.1.4是OFDM符号仅仅存在两个子载波对状况，实际OFDM接受机接受到是各种子载波和这些子载波不同延迟信号叠加，是较为杂。

图3.1.2 循环前缀抗符号间干扰和载波间干扰示意图
通过仿真可以直观阐明时延超过循环前缀对OFDM系统导致影响。仿真
OFDM系统有1024个子载波，循环前缀长度是其1/4，信道为高斯信道且无噪声影响。图3.1.3(a)和图3.1.3(b)给出接受到OFDM频谱构造,图3.1.4给出OFDM信号采用QPSK调制，不考虑频偏和定期等因素，只通过信道预计条件下．时延对循环前缀影响。图3.1.4第一种图表达时延没有超过保护间隔时，星座点没有畸变；图3.1.4第二个图表达是时延超过循环前缀长度2％时，这时载波间干扰依然较小，星座点较为清晰，约有16个错误比特。

图3.1.3(a)接受到OFDM幅度谱
OFDM加入循环前缀后，显然会带来功率和信息速率损失，其中功率损失定义为：
(3.1)
从上式可以看到，当循环前缀占到20％时，功率损失不到ldB，带来信息速率损失达20%。但是插入循环前缀可以消除符号间干扰和多径所导致载波间干扰影响，因而这个代价是值得。

图3.1.3(b)接受到OFDM信号相位谱

图3.1.4 时延扩展超过循环前缀对星座点影响仿真图

3.2 OFDM系统峰值平均功率比
OFDM系统一种重要缺陷就是峰均功率比过高。OFDM符号是由各种独立通过调制子载波信号相加而成，这样合成信号有也许产生比较大峰值功率，由此带来较大峰值平均功率比，简称峰均Hfi(PAR)。与单载波系统相比，OFDM发射机输出信号瞬时值会有较大波动。这规定系统内某些部件，例如功率放大器、A/D、D/A转换器等具备很大线性动态范畴。而反过来，这些部件非线性也会对动态范畴较大信号产生非线性失真，所产生谐波导致信道间互相十扰，从而影响OFDM系统性能。定义峰均例如下：
(3.1)
其中，表达通过IFFT运算之后OFDM信号：
（3.2）
对OFDM系统来说，当N个子信号都以相似相位求和时，所得到信号峰值功率在极限状况下是平均功率N倍，因而基带信号峰均比为，例如N=1024状况中，PAR=30.1dB。固然OFDM系统内峰均比普通不会达到这一数值。实际OFDM传播系统中，峰均比抑制是制约OFDM技术应用一种重要瓶颈。抑制峰均比技术重要涉及信号预畸变技术、编码技术和非预畸变技术等。
3.3信道预计
3.3.1信道预计概述
无线通信系统性能受到无线信道制约。无线信道特性如前面所简介，发射机和接受机之间传播途径非常复杂，从简朴视距传播到遭受各种复杂地貌如建筑物、山脉和森林等影响传播。此外，无线信道不像有线信道那样固定并可预见，并且无线信道具备很大随机性，这导致接受信号幅度、相位和频率失真，难以进行分析。这些问题对接受机设计提出了很大挑战，因而在接受机中，信道预计器是一种很重要某些。OFDM系统中，信道预计器设计重要有两个问题：一是导频信息选取，由于无线信道时变特性，需要接受机不断对信道进行跟踪，因此导频信息必要不断传送；二是既有较低复杂度又有良好导频跟踪能力信道预计器设计，在拟定导频发送方式和信道预计准则条件下，寻找最佳信道预计器构造。
信道预计从大角度可以分为非盲预计和盲预计以及在此基本上产生半盲预计。非盲预计是指在预计阶段一方面运用导频来获得导频位置信道信息，然后为获得整个数据传播阶段信道信息做好准备，它一种好处是应用广泛，几乎可以用于所有无线通信系统。同步，它缺陷也显而易见，导频信息占用了信息比特，减少了信道传播有效性，也挥霍了带宽。盲预计是指不使用导频信息，通过使用相应信息解决技术获得信道预计值，这与老式非盲信道预计技术相比，盲信道预计技术使系统传播效率大大提高，但是由于盲信道预计算法运算量较大，收敛速度较慢，灵活性比较差，阻碍了它在实际系统中应用。因而浮现了半盲信道预计，它在数据传播效率和收敛速度之间做一种折中，采用较少训练序列来获得信道信息。基于OFDM新一代无线通信系统中，由于传播速率较高，需要使用相干检测技术获得较高性能，因而普通使用非盲预计获得较好预计效果，这样可以更好跟踪无线信道变化，提高接受机性能。本文所研究信道预计办法也是基于导频信道预计。
3.3.2基于导频信道预计办法
基于导频信道办法是在系统中设立专用导频信道来发送导频信号。由于OFDM系统具备时频二维构造，因此采用导频符号辅助信道预计更加灵活。所谓基于导频符号信道预计是指在发送端信号中某些位置插入接受端己知符号或序列，接受端运用这些信号或序列受传播信道衰落影响限度，再依照某些算法来预计信道衰落性能，固然也可以用MMSE和LS算法，这一技术叫作导频信号辅助(PSAM)。在各种衰落预计技术，PSAM是一种有效技术，在单载波系统中，导频符号或序列只能在时间方向上插入，在接受端提取导频信号预计信道冲击响应。但是在多载波系统中，导频信号可以在时间和频率两个方向上插入，在接受端可提取导频信号预计信道传递函数。只要导频信号在时间和频率方向上间隔对于信道带宽足够少，就可以采用二维内插滤波办法来预计传递函数，固然也可以采用分离一维预计。
OFDM系统中惯用导频信号分布办法有导频信号块状分布、梳状分布和星状分布三种。
考虑到实现复杂度，信道预计准则选用LS预计准则。
3.3.3信道插值办法
插值办法有常值内插、线性内插和DFT插值，常值内插普通用在块状导频构造中，是比较简朴插值办法，本文接下来就来讨论LS算法下不同插值方式下对信道预计；
一方面线性内插是最简朴也是最老式内插办法之一，它运用两个导频信号来进行内插预计。
时间方向线性内插公式为：
(3.3)
其中 ，。同理，可以得到频率方向一阶线性内插公式为：
(3.4)
其中 ，。
另一方面是DFT插值，由于信道冲击响应与信道传播函数是傅氏变换对，内插可以运用DFT性质。但是DFT插值普通用在基于梳状导频构造中设信道冲击向为，，…，0，0…0。
信道传播函数为：

(3.5)

取整数，且N是M整数倍，对信道传播函数在频．率方向以N/M为
间隔进行抽取，得到其中元素是：

(3.6)
可以看出，由频率轴M个抽样值可以恢复信道冲击响应。再进行N点DFT就可以得到所有子信道传播函数值。
至于常值插入比较简朴就不再赘述。
3.3.4仿真成果及分析
基于LS算法以上三种办法信道预计matlab仿真如下图3.3.1所示,由图可以看出同一信噪比下DFT最为抱负，线性内插效果最差，而常值内插介于她俩之间，但在规定同一REB状况下DFT规定更大信噪比。因此在大信噪比下还是选取DFT更为抱负，如果是在规定小误码率且在小信噪比下常值内插是一种比较简朴并且效果较抱负内插恢复办法。

图3.3.1不同内插算法仿真成果

结 论
本文针对当前研究热点OFDM技术进行计算机仿真研究,在OFDM仿真模型基本上用MATLAB语言编写出OFDM发送、信道及接受整个系统上仿真图形,在系统仿真对的前提下,对在OFDM信道上加上窗函数先后以及加上循环前缀后，采用不同内插办法接受信号改进限度进行了研究，得出预想成果。

致 谢

参 考 文 献
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[ 5 ] 　周正兰,等. OFDM及其链路级平台Simulink实现[ J ]. 中华人民共和国数据通信，，(10) ：90 – 92
[ 6 ] 　 尹泽明,等. 精通MATLAB6 [M ]. 清华大学出版社，.
[ 7 ] 　蔡涛，等译. 无线通信原理与应用[M ]. 电子工业出版社,1999.
[ 8 ] 丁玉美,等. 数字信号解决[M]. 西安电子科技大学出版社，
[9 ] Reiniers U.DVB-T：the COFDM-based system for terrestrial television[J]. Electronics & Communication Engineering Journal，1997,9,(01):28-32.
[10] 尹长川,罗涛,乐光新.多载波宽带无线通信技术[M].北京:北京邮电大学出版社,:20-45.
[11] 王文博,郑侃. 宽带无线通信OFDM技术[M]. 第2版，内蒙古:人民
邮电出版社,:8-9.

附 录
clear all;
close all;
IFFT_bin_length = 1024； % FFT点数
carrier_count = 200； % 载波数量
bits_per_symbol = 2； % 每个符号代表比特数
symbols_per_carrier = 50； % 每个载波使用符号数
SNR = 10； % 信道中信噪比（dB）
baseband_out_length=carrier_count*symbols_per_carrier*bits_per_symbol;%总比特数
carriers = (1:carrier_count) + (floor(IFFT_bin_length/4) - floor(carrier_count/2));
conjugate_carriers = IFFT_bin_length - carriers + 2;
%发送端>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>
%产生随机二进制数据:
baseband_out = round(rand(1,baseband_out_length));
convert_matrix=reshape(baseband_out,bits_per_symbol,length(baseband_out)/bits_per_symbol);
for k = 1:(length(baseband_out)/bits_per_symbol)
modulo_baseband(k) = 0;
for i = 1:bits_per_symbol
modulo_baseband(k)=modulo_baseband(k)+convert_matrix(i,k)*2^(bits_per_symbol-i);
end
end
% 串并转换
carrier_matrix = reshape(modulo_baseband，carrier_count，symbols_per_carrier)';
% 对每一种载波符号进行差分编码
carrier_matrix = [zeros(1,carrier_count);carrier_matrix];
for i = 2:(symbols_per_carrier + 1)
carrier_matrix(i,:)=rem(carrier_matrix(i,:)+carrier_matrix(i-1,:),2^bits_per_symbol);
end
% 把差分符号代码转换成相位
carrier_matrix = carrier_matrix * ((2*pi)/(2^bits_per_symbol));
% 把相位转换成复数
[X,Y] = pol2cart(carrier_matrix，ones(size(carrier_matrix,1),size(carrier_matrix,2)));
complex_carrier_matrix = complex(X,Y);
% 分派载波到指定IFFT位置
IFFT_modulation = zeros(symbols_