基于附加改进有源滤波器的柔性直流输电系统高频振荡抑制策略.pdf
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1、智慧电力Smart Power2023第51卷第10期Vol.51No.10Power Grid Analysis&Study电网分析与研究0引言基于模块化多电平换流器的柔性直流输电技术(Modular Multilevel Converter Based High VoltageDirect Current,MMC-HVDC)凭借其易扩展、谐波含量少、可控性强等方面的优越特性得到了快速发展1-5。目前,已有多项工程采用了模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter,MMC)拓扑结构。伴随着换流站电压等级和容量的持续提升,换流站接入方式逐渐转变为主网接入,因此换
2、流站安全可靠运行对交流电网愈发重要6。而目前各大柔性直流(柔直)工程中高频振荡现象已经频繁出现7-9。例如舟山五端工程的高频分量跳闸现象10、厦门工程直流侧 550 Hz 振荡11、鲁西工程 1 270 Hz 以及渝鄂联网基于附加改进有源滤波器的柔性直流输电系统高频振荡抑制策略孙银锋1,刘金鑫1,梁栋2(1.现代电力系统仿真控制与绿色能源新技术教育部重点实验室(东北电力大学),吉林 吉林132012;2.国网吉林供电公司,吉林 吉林132001)摘要:模块化多电平换流器型柔性直流输电系统(MMC-HVDC)的高频振荡现象是由控制链路延时导致的负阻尼特征与交流系统阻抗相互作用而引发的。目前大部分
3、高频振荡抑制策略在抑制高频振荡的同时易引起中低频段的振荡。建立了包含链路延时环节的MMC高频阻抗数学模型以及交流系统高频阻抗数学模型,分析高频振荡现象产生的机理。由此提出在内环控制中的电压前馈环节附加改进有源滤波器的高频振荡抑制策略,详细设计了滤波器的控制参数,并与电压前馈环节仅附加带阻滤波器的抑制策略进行比较。最后通过电磁暂态仿真验证了该抑制策略不会影响系统稳定运行,可在有效抑制高频振荡的同时避免激发其它频段的振荡现象。关键词:柔性直流输电;高频振荡;链路控制延时;带阻滤波器;改进有源滤波器中图分类号:TM721.1文献标志码:A文章编号:2096-4145(2023)10-0085-08H
4、igh Frequency Oscillation Suppression Strategy for Flexible HVDCSystem Based on Improved Active FilterSUN Yinfeng1,LIU Jinxin1,LIANG Dong2(1.Modern Power System Simulation Control and Green Energy New Technology Key Laboratory of the Ministry ofEducation(Northeast Electric Power University),Jilin 13
5、2012,China;2.State Grid Jilin Power SupplyCompany,Jilin 132001,China)Abstract:The high-frequency oscillation(HFO)phenomenon in modular multilevel converter based high voltage direct current(MMC-HVDC)system is caused by the interaction between AC system impedance and negative damping characteristics
6、induced by thecontrol link delay.At present,most of HFO suppression strategies are easy to cause oscillation in the middle and low frequency bandwhile suppressing HFO.To solve the above problems,this paper establishes the mathematical models of MMC high frequencyimpedance including link delay and AC
7、 system high frequency impedance,and analyzes the mechanism of HFO.Furthermore,theHFO suppression strategy is proposed to add the improved active filter to the voltage feed-forward link in the inner loop control.Thecontrol parameters of the filter are designed and compared with the suppression strat
8、egy adding a band-stop filter to the voltage feed-forward link.Finally,the electromagnetic transient simulation verifies that the suppression strategy will not affect the stable operation ofthe system,but can effectively suppress the HFO while avoiding the oscillation of other frequency bands.Key wo
9、rds:flexible HVDC transmission;high-frequency oscillation;link control delay;band-stop filter;improved active filter基金项目:国家自然科学基金资助项目(U2066208)Project Supported by the National Natural Science Foundation of China(U2066208)085Smart Power智慧电力2023第51卷第10期Vol.51No.10电网分析与研究Power Grid Analysis&Study工程的70
10、0Hz和1.8kHz的高频振荡12。发生高频振荡时,系统的有功、无功损耗将会大大增加,甚至会产生击穿一次设备从而使得系统闭锁停运的严重后果。因此,对 MMC-HVDC 高频振荡抑制策略的研究具有重要的实际工程意义。对于 MMC-HVDC 的高频振荡抑制策略的研究,首先应构建适用于高频段分析的 MMC 阻抗模型,文献13-16建立了高阶的 MMC 线性化模型,并研究了内外环控制系统及内部参数对 MMC 阻抗特性的影响,但此类文献很少考虑控制链路延时对MMC 高频阻抗模型的建立产生的影响。文献17建立了考虑控制链路延时的 MMC 高频阻抗模型,最后得出结论:电压前馈环节的控制链路延时是导致MMC
11、阻抗出现负阻尼性质的原因,而当 MMC 阻抗为负阻尼性质而同时交流系统阻抗呈现电容特性的时候,易发生高频振荡现象。因此改善 MMC 的阻抗特性是抑制振荡问题的有效方法,目前改善 MMC 阻抗特性的方式一般分为附加无源和有源滤波装置 2 种方法。附加无源滤波装置可以阻止特定频率振荡信号通过 MMC,但无源滤波装置存在制造成本高、占地面积大等问题18。而附加有源滤波装置主要通过改变 MMC 内部控制的结构最终达到改善 MMC 阻抗特性的目的。由于外环控制只对基频附近的阻抗特性产生影响,所以主要在内环控制中附加有源滤波装置来改善 MMC阻抗特性。文献19-20分别提出在 MMC 电压前馈控制环节附加
12、一阶低通滤波器与带阻滤波器用以抑制高频振荡,设计了滤波器的控制参数,并在实际工程中进行了验证;文献21提出了在电压前馈环节和电流比例积分环节分别附加低通滤波器的高频振荡抑制策略;文献22总结了 4 种在电流内环控制中不同位置依次附加阻尼控制对抑制多个高频振荡频段的优点与缺点。采用附加有源滤波装置的方法虽然能够抑制 MMC-HVDC 的特定频段的高频振荡现象,但会使 MMC 中低频段阻尼特性进一步恶化,易引发中低频段的振荡现象,因此对于如何抑制柔性直流输电系统高频振荡并且不会引起其它频段振荡的相关研究还有待深入。鉴于此,本文首先建立简化的 MMC 高频等效阻抗模型,根据阻抗分析法分析了 MMC-
13、HVDC 高频振荡的产生机理。在此基础上,提出了在内环电压前馈环节投入改进有源滤波器的高频振荡抑制策略,并设计滤波器的各个参数,最后通过仿真验证了所提抑制策略的有效性和可行性。1MMC-HVDC高频阻抗模型1.1MMC高频阻抗模型文献17对 MMC 高频阻抗进行了详细建模,指出锁相环、功率外环、环流抑制以及电流内环正负序独立及解耦控制等控制环节对 MMC 高频阻抗特性影响较小。因此,在研究高频振荡抑制策略时可以忽略这些控制环节所带来的影响,采用如图 1 所示的简化控制过程分析即可达到目的18。其中,L为高压侧等效电感,数值上等于桥臂电抗 Larm的一半与变压器漏抗 LT之和,Gi为电流内环 P
14、I 控制环节,Gd为系统的控制链路延时环节(其表达式为 e-sT,其中 s 为在频域运算,T 为延时时间),KNLM为 MMC换流器的最近电平逼近调制系数,此处等效为 1,Iref为电流内环控制环节的参考值,Iout为交流侧输出电流,VPCC为交流侧并网电压。图1MMC简化控制框图Fig.1Simplified control block diagram of MMC根据图 1 中 VPCC与 Iout之间的关系可得到如式(1)所示的 MMC 高频阻抗:ZMMC=sL+GiGd1-Gd(1)式中:ZMMC为 MMC 的阻抗。1.2交流系统高频阻抗模型根据文献18可知,柔直系统交流部分主要是由输
15、电线路和与输电线路相连的发电机及变压器组成,其中影响高频振荡的主要是输电线路部分。根据文献23的分析可知,架空线的频率相关相域模型(Frequency Dependent Phase Model,FDPM)是目前为止适用于高频振荡分析较为精确的模型。但在理论分析中由于 FDPM 需要详细的线路结构和参数,在实际工程中很难获取。因此,本文采用分布参数模型进行理论分析24,并在建模时考虑电源内阻与变压器漏抗的影响,最后与FDPM 的阻抗扫频曲线进行对比,验证正确性。交流系统具体参数见表 1。其中,R0,L0,C0分别为单位长度线路的电阻、电感、电容,l 为线路的总长度,Zs为电源内阻,Xt为变压器
16、漏抗,n 为型等值线路级联段总数。086智慧电力Smart Power2023第51卷第10期Vol.51No.10Power Grid Analysis&Study电网分析与研究表1交流系统参数Table 1Parameters of AC system参数R0/(km-1)L0/(mHkm-1)C0/(Fkm-1)Zs/l/kmn/段Xt/数值0.036 01.161 70.009 00.481 51002013.225图 2 为交流线路计算阻抗与扫频阻抗的特性对比,在进行阻抗扫频时,将接入交流线路的电源、变压器等器件均连接在一起。由图 2 可知,扫频曲线与计算曲线基本一致,因此可采用分布
17、参数模型进行理论分析。图2交流线路计算阻抗与扫频阻抗Fig.2AC line calculation impedance and sweepfrequency impedance2MMC高频振荡现象式(1)中,分子项中的 sL=2fL,随着频率 f 的增加幅值不断增大,远大于 GiGd,因此分子的相位主要取决于 sL,由此可得 MMC 高频阻抗模型的相位表达式如式(2)所示:ZMMC(s)=sL-()1-e-sT=2-()1-cos()2fT+jsin()2fT=2-arctantan2-fT(2)式中:ZMMC(s)为 MMC 的阻抗相位。根据式(2)可知,MMC 的阻抗相位范围为 0180
18、。且在频率f=1 T处,由 180跳变为 0,在f=1()2T处为 90,而目前 MMC-HVDC 工程中链路控制延时在 400600 s 之间,本文选择链路控制延时为 500 s。从而得出在 1 000 Hz2 000 Hz 频率范围内,MMC 的阻抗相位大于 90,即表现为负阻尼特性,因此本文设定研究频段截止至2000Hz。图 3为交流线路计算阻抗与 MMC 计算阻抗的对比,表 2为 MMC 主要参数25。图3交流线路计算阻抗与MMC计算阻抗Fig.3Calculated impedance of AC line and MMC表2MMC主要参数Table 2Main parameters
19、 of MMC参数交流额定电压/kV直流额定电压/kV额定容量/MVA桥臂电抗/mH子模块电容数量/个子模块电容值/mF链路控制延时/s外环比例/积分系数内环比例/积分系数环流抑制比例/积分系数数值2304004005010025004/0.030 30.5/0.030 32/0.01根据奈奎斯特稳定性判据,当满足式(3)时,可判断柔直系统发生振荡现象,振荡频率为 MMC 阻抗与交流系统阻抗交点对应的频率。|Zgrid()s|ZMMC()s=1|ZMMC()s-Zgrid()s 180(3)式中:Zgrid()s为输电线路阻抗;Zgrid()s为输电线路的阻抗相位。根据图 3 可知,MMC 计
20、算阻抗和交流系统阻抗的幅值曲线的交点坐标为 1 124 Hz 与 2 238 Hz,在1 124 Hz 时二者相位差为 186.44,2 238 Hz 时二者相位差为 57.14,因此 MMC 与交流系统之间发生振荡频率为 1 124 Hz 的高频振荡现象。087Smart Power智慧电力2023第51卷第10期Vol.51No.10电网分析与研究Power Grid Analysis&Study3附加改进有源滤波器的MMC高频振荡抑制策略3.1改进有源滤波器的理论分析根据第 2 节的分析可知,电压前馈环节的控制链路延时是导致 MMC 高频振荡现象产生的主要因素。因此本文考虑在电压前馈环节
21、附加高频振荡抑制措施。文献20提出在电压前馈控制环节附加带阻滤波器用以抑制高频振荡,但根据文献21中的理论分析可知,仅加入一个带阻滤波器并不能彻底抑制高频振荡现象,振荡现象会从高频段向中低频段转移。因此电压与电流会产生中低频段的谐波分量。滤去中低频段的谐波分量首先考虑选用高通滤波器,高通滤波器是能够使大于其截止频率的信号分量无衰减的通过,而对小于截止频率的信号分量大大衰减的器件。然而若选用高通滤波器则会将基频分量也一并滤除,影响系统的稳定性26。因此考虑加入低通滤波器。低通滤波器能够使小于其截止频率的信号分量无衰减的通过,而对大于截止频率的信号分量大大衰减的器件。式(4)与式(5)分别为一阶低
22、通滤波器与二阶低通滤波器的传递函数表达式 Glf(1)和 Glf(2)。Glf(1)=Gns+n(4)Glf(2)=G2ns2+ns+2n(5)式中:角频率n=2f0,f0为滤波器的中心频率;为滤波器阻尼系数;G 为通道增益系数。设置截止频率为 50 Hz,通道增益系数为 1。根据式(4)与式(5)可给出两种滤波器阻抗幅值关于频率变化的曲线如图 4 所示。图4一阶滤波器与二阶滤波器阻抗幅值特性Fig.4Impedance amplitude characteristics of first-order filter and second-order filter根据图 4 可知,在相同的截止频
23、率下,二阶低通滤波器相较于一阶低通滤波器从阻带过渡到通带所经历的频段更短,即过渡带更窄,且通带时的阻抗幅值更接近 0,因此可以更彻底地滤除谐波。理论上低通滤波器的阶数越高过渡带越窄,然而随着阶数的增加,低通滤波器的成本呈指数增加,综合经济性与性能的要求,选用二阶低通滤波器最为合理。因此本文提出在带阻滤波器前加入一个二阶低通滤波器,与带阻滤波器共同作用,构成改进有源滤波器,最终达到完全抑制高频振荡现象的效果。此时 MMC 的简化控制框图如图 5 所示。其中,Gpf为带阻滤波器。图5附加改进有源滤波器后的MMC简化控制框图Fig.5Simplified control block diagram
24、of MMC withimproved active filter典型的带阻滤波器的传递函数如式(6)所示:Gpf=Gs2+2ns2+ns+2n(6)此时,MMC 高频阻抗公式为:ZMMC=sL+GiGd1-GdGpfGlf(2)(7)3.2改进有源滤波器的参数设计及可行性验证首先需要进行带阻滤波器的参数设计,由图 3分析得到高频振荡的频率为 1 124 Hz,考虑谐波分析的误差,选择带阻滤波器的中心频率 f0为 1 150 Hz,由于本文中 MMC 阻抗出现负阻尼特性的最高频率为 2 000 Hz,因此设定上截止频率 fup为 2 000 Hz,根据式(8)计算得到下截止频率 fdown为
25、300 Hz。根据式(9)计算得阻尼系数初始值为 1.478。当中心频率确定时,若的值过大,则只能针对特定链路延时产生较好的抑制效果,不具有普适性;若的值过小,可能不会满足相位裕度的要求。因此,本文最终选择的值为 1.5。为了尽可能不影响系统的稳定运行,经过多次修正,最终通道增益系数 G 选择 0.7。f0=fup+fdown2(8)=fup-fdownf(9)然后需要确定二阶低通滤波器的截止频率,分别选取二阶低通滤波器不同截止频率时 MMC 计算阻抗的如图 6 所示。由图 6 可知,随着二阶低通滤波器截止频率的降低,MMC 阻抗的负阻尼区域随之减少,当截止频率为 50 Hz 时,MMC 阻抗
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