基于TOP-Switch-LED开关电源设计课程设计.docx

基于TOP Switch LED开关电源设计摘要 开关电源以其低功耗、高效率、体积小、重量轻、稳压范围宽等优点受到人们亲睐，在通信设备、数控装置、仪表仪器等各种电子电气设备中得到广泛应用。 TOP系列芯片由美国PI公司（美国功率公司）生产，是一款专门为开关电源设计提供设计支持的集成芯片，TOP系列芯片具有集成度高、性价比高、外围电路简单、性能指标稳定以及构成高效率无工频变压器隔离式开关电源的优点。目前以及被广泛用作小功率开关电源、精密开关电源和电源模板的优选集成电路。 LED被称为第四代光源，具有节能、安全、环保寿命长、低功耗、高亮度、光束集中、维护简便等特点，广泛用于各种指示、显示、装饰、背光源、普通照明等领域。 TOP253EN芯片专门提供输出43W以下的电源方案，论文针对TOP253EN的特性，对外围电路进行相关设计，使设计电源能稳定输出12V,1.67A为LED持续供电。关键词： 开关电源 LED TOP Switch 直流反激式 目录前言第一章：绪论 1.1课题研究现状 1.2 课题研究意义及发展前景 1.3章节分配第二章：LED开关电源简介第三章：基于TOP Switch LED开关电源的总体设计 3.1设计要求 3.2 总体设计流程图 3.3 器件选择 3.4 TOP253EN芯片性能特点第四章：LED开关电源各电路设计 4.1整流滤波电路设计 4.2 变压器设计 4.3输入整流电路设计 4.4 反馈电路设计 4.5 对阻断二极管的选择 4.6开关电源原理图绘制第五章：安全性能分析 5.1电源散热与效率 5.2安全分析第六章：总结 6.1 开关电源干扰来源分析 6.2开关电源抑制干扰措施分析致谢参考文献第一章 绪论1.1课题研究现状半导体照明技术的开发研究引起了全球研究机构和企业的重视，国外共近有约200家机构参与GaN器件，材料和设备的研发。近300所大学和研究所参与GaN的研发。目前，功率型白光LED光视效能（发光效率）100lm/W,研究水平达到160lm/W.经过技术发展和市场竞争，世界主要LED厂商已经形成各种的特色。日本日亚化学处于全球技术领先水平，垄断高端白色、蓝色、绿色LED市场。丰田合成在白光LED及车灯照明技术据世界前列。美国Cree的碳化硅衬底生长GaN外延片国际领先。传统照明巨头Philips绝对控股的美国Lumileds功率型白光LED国际领先，传统照明巨头Osram欧司朗控股的德国欧司朗光电半导体功率型LED封装和车用LED灯具开发世界领先。国外的外延片生长技术主要源于美国，基本是进口美国有机金属化学气相沉淀装备，这些装备在美国就不是一流装备，在整个LED外延片的生长、芯片、芯片封装三个环节中，外延片生长的投资中占到70%，外延片成本要占到芯片封装成品成本的70%，同时外延片生长的技术人才全世界都缺乏，简而言之，外延片水平决定了整个LED产业水平，国内近几年也引进了几十台MOCVD设备，均处于大生产工艺摸索阶段，一但工艺成熟，则会上10倍增大设备数量，形成规模生产，市场需求巨大。国家“863”计划和信息产业发展基金及时支持了国产外延设备和MOCVD设备的研发（中科院半导体所、中电科技集团公司第48所），通过整机消化吸收，关键技术再创新等措施，填补了国内空白，使长期制约了我国LED产业发展的装备瓶颈得以突破。随着国家照明工程进步，国内LED芯片的巨大需求再次引起国外半导体设备制造商的积极响应，他们日益重视中国这个巨大市场，但是目前存在一个问题就是国外芯片设备高昂的价格相对制约了国内企业的规模化、产业化发展，也消耗国家大量宝贵外汇，同样限制了国内设备生产商的发展空间。1.2课题研究意义及发展背景如今全世界对LED的研究已经很成熟，LED相比热光源有很多优点：体积小、耗电量低、使用寿命长、高亮度、低热量环保、坚固耐用、多变幻。在城市工业中，城市夜景照明追求的不是亮度，而是艺术的创意设计，小功率的LED产品应该能够找到它的用武之地。LED发光角度小，方向性强，可作局部重点照明，在封装材料中添加散射剂可以实现175度发光角度适合较大范围照明，目前在城市夜景照明工程中常用的LED光源主要有：线性发光灯具、装饰草坪灯、景观灯、球泡、水下灯。地面灯具：地埋灯、发光地砖、石灯。可以肯定的说，LED在外来的照明中将会引领时尚和新潮。在农业设施中，通常采用的人工光源是荧光灯与高压钠灯。今年随着光电技术的发展，发光二极管的亮度与效率大幅提高，是这种光源在农业设施的应用中变得可行，尤其对封闭可调控的农业设施环境（如植物工厂、组织培养室、植物生长箱等）是一种非常合适的人工光源。国际上LED医学应用研究开始于20世纪90年代，1993年美国太空总署（NASA）首先提出LED生物医学研究。其研究内容包括：利用LED照射舒缓宇航员运动疲劳、处理伤口、用于肿瘤的光动力治疗和消除皮肤炎症、溃疡、促进创伤愈合以及面部嫩肤、除皱、除斑、治疗痤疮等。相继推出LED的医疗应用成果的还有以色列和英国。通过大量临床实践，各国医学界专家一致认为LED医疗器械是目前最能代替He-Ne激光器进行的医疗器械，在医学领域有着极其广泛的开发前景。综上所述，LED电路的设计显得格外重要，没有驱动LED永远发不了光。每个厂家所用LED都是一样，不同之处在于外围驱动电路的不一样。好的驱动电路使其工作时间更长，发挥更多作用，节约更多资源，LED相比普通白炽灯所用电量更少，但能发出同样的光芒，使用年限也更长，因为有了各种高性能的驱动电路使得LED使用年限变长，节约资源，造福国家，造福人类。1.3章节分配 本论文第一章为绪论，着重介绍了LED开关电源的研究背景以及研究的意义，介绍了LED开关电源的研究现状和各国的技术水平。第二章单独对开关电源作相应的简介。第三章对基于TOP Switch LED开关电源的总体设计，共分为4节，第一节确定了本次设计开关电源的具体参数，第二节为本次设计总体流程图，第三节介绍本次设计元器件的选择，第四节专门介绍了TOP253EN芯片的性能特点。第四章为各部分电路的设计，共分6小节，依次介绍了整流滤波电路设计、变压器设计、输出整流滤波电路设计、反馈电路设计、阻断二极管的选择、整体电路图的绘制。第五章对开关电源安全与性能分析，分为两小节，安全分析与性能分析各占一小节。第六章对开关电源的干扰源进行分析并提出对常见的干扰抑制措施。第二章 LED开关电源简介LED开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。LED开关电源中应用的电子器件主要为:LED二极管、IGBT和MOSFET。SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。LED开关电源是有电路来控制开关管而进行高速的导通和截止。是将直流电转化成高频交流电来给变换器进行变压，使其产生所需要的一组或多组电压！转化为高频交流电的道理是高频交流在变压器电路中的效率要比市电50Hz或60Hz高。因此开关电源变压器可以做到体积很小，在开关电源工作的时候不会很热，产品价格比工频直流稳压电源低如果不将50Hz或60Hz变为高频电，那么开关电源就没有任何意义。开关电源大体可以分为隔离和不隔离这两种，是隔离型的一定有开关电源变换器，而不隔离的未必一定有开关电源变换器。开关电源与传统直流电源相比具有体积小、重量轻、和效率高等优点。提高开关电源的功率密度,使之小型化、轻量化,是人们不断追求的目标.这对便携式电子设备(如移动电话,数字相机等)尤为重要。一是高频化.为了实现电源高功率密度,必须提高PWM变换器的工作频率、从而减小电路中储能元件的体积重量，二是应用压电变压器.应用压电变压器可使高频功率变换器实现轻、小、薄和高功率密度.压电变压器利用压电陶瓷材料特有的“电压-振动”变换和“振动-电压”变换的性质传送能量,其等效电路如同一个串并联谐振电路,是功率变换领域的研究热点之一，三是采用新型电容器.为了减小电力电子设备的体积和重量,须设法改进电容器的性能,提高能量密度,并研究开发适合于电力电子及电源系统用的新型电容器,要求电容量大、等效串联电阻(ESR)小、体积小等。LED开关电源高频化以后,为了提高LED开关电源的效率,必须开发和应用软开关技术。它是过去几十年国际电源界的一个研究热点，PWM-LED开关电源按硬开关模式工作(开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠),因而开关损耗大。高频化虽可以缩小体积重量,但开关损耗却更大了。为此,必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术,即所谓零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术,或称软开关技术,小功率软 LED 开关电源效率可提高到80%85%.上世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础.随后新的软开关技术不断涌现,如准谐振(上世纪80年代中)全桥移相ZVS-PWM,恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM(上世纪80年代末)ZVS-PWM有源嵌位，ZVT-PWM/ZCT-PWM(上世纪90年代初)全桥移相ZV-ZCS-PWM(上世纪90年代中)等。我国已将最新软开关技术应用于6kW通信电源中,效率达93%。LED开关电源的控制已经由模拟控制,模数混合控制,进入到全数字控制阶段。全数字控制是发展趋势,已经在许多功率变换设备中得到应用。全数字控制的优点是数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量,芯片价格也更低廉，对电流检测误差可以进行精确的数字校正,电压检测也更精确，可以实现快速,灵活的控制设计。LED开关电源电磁兼容性:高频LED开关电源的电磁兼容(EMC)问题有其特殊性。功率半导体器件在开关过程中所产生的di/dt和dv/dt,将引起强大的传导电磁干扰和谐波干扰,以及强电磁场(通常是近场)辐射。不但严重污染周围电磁环境,对附近的电气设备造成电磁干扰,还可能危及附近操作人员的安全。同电力电子电路时,(如开关变换器)内部的控制电路也必须能承受开关动作产生的EMI及应用现场电磁噪声的干扰。上述特殊性,再加上EMI测量上的具体困难,在电力电子的电磁兼容领域里,存在着许多交叉学科的前沿课题有待人们研究。LED开关电源中使用同步整流技术,相对于低电压、大电流输出的软开关变换器,可进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗.例如同步整流 (SR) 技术,即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管,代替肖特基二极管(SBD),可降低管压降,从而提高LED开关电源电路效率。第三章 基于TOP Switch LED开关电源的总体设计3.1 设计要求 本设计输入220V交流电，正常输出稳压12V直流电。具体参数为：连续/非连续工作比率（KP）：0.58估计效率（%）：74反射输出电压（VOR）.V ：105.0损耗分配银子（Z）:0.49漏极到源极电压（VDS）.V ：14.37最大磁通密度（BM）.Gauss ：2658主输出圈数（NSM） ：8初级圈数（NP）：65.4初级电感量（LP）.H ：745容差（LP-Tol）.% ：10.0初级漏电感（L-LKG）.H ：24.8次级走线电感（LSEC）.nH ：153.2设计流程图在该开关电源的设计流程中，首先对开关电源的结构进行确定，通过对输入、输出参数的计算，可以推到出变压器的相关参数，并对变压器进行选择，然后依次设计滤波整流电路，启动电路、保护电路以及高层功能设计，最后对整体电路进行PCB布局，测试结果，作相应的修改调试，整个设计流程如图3-2所示。在本设计中采用了Top switch智能芯片，其本身集成了保护电路，关断电路，自动重启电路等诸多优点。所以，在设计时可以省去流程图中的几个环节，只需要对芯片做好选择。图3-23.3 器件选择3.4 TOP253EN芯片性能特点TOP Switch-GX采用与TOP Switch相同的拓扑电路，以高性价比将MOSFET PWM控制器、故障自动保护功能及其它控制电路集成到一个硅片上TOP Switch-GX还集成了多项新功能，可以降低系统成本，提高了设计灵活性及效率。除标准的漏极、源极和控制极外，不同封装的TOP Switch还另有1至3个引脚，这些引脚根据不同封装形式，可以实现如下功能：线电压检测（过压欠压，电压前馈降低DCMAX)、外部精确设定流限、远程开关控制、与外部较低频率的信号同步及频率选择(132kHz/66kHz)。所有封装形式的器件均具备如下相同特性软启动、132kH开关频率（轻载时自动降低)、可降低EMI的频率调制、更宽的DCMAX、迟滞热关断及更大的爬电距离封装。另外，所有重要参数（例如流限、频率、PWM增益等）的温度容差及绝对容差更小、设计更简化，系统成本更低。TOP253EN性能特点：1、输出功率更大以适应更高功率的应用。2、使用P/G封装时输出功率在34W以下都无需散热器。3、节约外围元件成本。4、完全集成的缓启动电路降低了器件的应力及输出电压过冲。5、外部电路实现精确的流限编程。6、更宽的占空比实现更高的输出功率，同时可以使用更小尺寸的输入滤波电容。7、在Y/R/F封装具有独立的输入线电压检测及流限编程引脚。8、输入欠压(UV)检测可以防止关机时输出的不良波动。9、输入过压(OV)关断电路提高了对输入浪涌的耐受力。10、具有最大占空比(DCMAX)降低特点的线电压前馈抑制了工频纹波并在高输入电压时限制了最大占空比。11、频率调制降低EMI及EMI滤波器成本。12、在零负载时实现输出电压的稳压而无需假负载。13、132kHz频率调制降低变压器及电源的尺寸。14、Y/R/F封装在视频应用时可以选择半频工作。15、迟滞热关断提供自动故障恢复功能。16、热迟滞值较大，防止电路板过热。图3-3 TOP253EN芯片功能结构图 如图3-3为TOP253EN内部结构图。芯片引脚功能结构描述： 漏极(D)引脚：高压功率MOSFET的漏极输出。通过内部的开关高压电流源提供启动偏置电流。漏极电流的内部流限检测点。控制(C)引脚：误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制。与内部并联调整器相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。也用作电源旁路和自动重启动补偿电容的连接点。线电压检测(L)引脚：(仅限Y、R或F封装)过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开关和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。外部流限(X)引脚：(仅限Y、R或F封装)外部流限调节、远程开关控制和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。多功能(M)引脚：(仅限P或G封装)此引脚集Y封装的线电压检测(L)及外部流限(X)引脚功能于一体。是过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开关和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能并使TOP Switch-GX以简单的三端模式工作（如TOP Switch-II）频率(F)引脚：(仅限Y、R或F封装)选择开关频率的输入引脚：如果连接到源极引脚则开关频率为132kHz，连接到控制引脚则开关频率为66kHz。P和G封装只能以132kHz开关频率工作。源极(S)引脚：这个引脚是功率MOSFET的源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初级控制电路的公共点及参考点。如图3-4为TOP253EN芯片引脚布局图图3-4 TOP253EN芯片引脚布局TOP Switch-GX产品系列功能描述：与TOP Switch类似，TOP Switch-GX也是一款集成式开关电源芯片，能将控制引脚输入电流转化为高压功率MOSFET开关输出的占空比。在正常工作情况下，功率MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性减少，TOP Switch-GX除了象三端TOP Switch一样，具有高压启动、逐周期电流限制、环路补偿电路、自动重启动、热关断等特性，还综合了多项能降低系统成本、提高电源性能和设计灵活性的附加功能。此外，TOP Switch-GX采用了专利高压CMOS技术，能以高性价比将高压功率MOSFET和所有低压控制电路集成到一片集成电路中。TOP Switch-GX增加了频率、线电压检测和外部电流限制（仅限Y、R或F封装）引脚或一个多功能引脚（P或G封装），以实现一些新的功能。将如上引脚与源极引脚连接时，TOP Switch-GX以类似TOP Switch的三端模式工作，在此种模式下，TOP Switch-GX仍能实现如下多项功能而无需其他外围元件：1.完全集成的10ms软启动，限制启动时的峰值电流和电压，显著降低或消除大多数应用中的输出过冲。2.DCMAX可达78%，允许使用更小的输入存储电容，所需输入电压更低或具备更大输出功率能力。3.轻载时频率降低，降低开关损耗，保持多路输出电源中良好的交叉稳压精度。4.采用较高的132kHz开关频率，可减少变压器尺寸，并对EMI没有显著影响。5.频率调制功能可降低EMI。6.迟滞过热关断功能确保器件在发生热故障时自动恢复。滞后时间较长可防止电路板过热。7.采用缺省引脚及引线的封装，可提供更大的漏极爬电距离。8.绝对容差更小，降低温度变化对开关频率、电流限制及PWM增益的影响。线电压检测(L)引脚通常用于线电压检测，通过一个电阻与经整流的高压直流总线连接，能设定过压(OV)欠压(UV)和降低DCMAX的线电压前馈。在此模式之下，电阻值偏小。第四章 LED开关电源各电路的设计4.1 滤波整流电路设计整流电路的任务是将交流电变为直流电。完成这一任务主要靠二极管的单向导电作用，因此二极管是构成整流电路的关键元器件。在小功率整流电路中常见的几种整流电路有单相半波、全波、桥式和被压整流电路。本文主要研究单相桥式整流电路。以下分析整流电路时，二极管用理想模型来处理，即正向导通电阻为零，反向电阻无限大。（1）、工作原理如电路图所示，图中R1是要求直流供电的负载电阻，四只整流二极管D1-D4接成电桥的形式，故有桥式整流电路之称。（2）、负载上的直流电压VL和直流电流IL的计算用傅里叶级数对VL的预期波形进行分解后可得VL=2V22-43cos2t-415cos4t-435cos6t （4.1.1）式中恒定分量即为负载电压的平均值，因此有VL=22V2=0.9V2（4.1.2）直流电流为IL=0.9V2RL由公式看出，最低次谐波分量幅值为42V23，角频率为电源频率的两倍，即2W。其他交流分量的较频率为4W、6W偶次谐波分量。这些谐波分量总称为纹波，它叠加于直流分量上。常用纹波系数Kr来表示直流输出电压中相对纹波电压的大小，即Kr=VLrVL=V22-VL2VL(4.1.3)（）、整流元件参数的计算在桥式整流电路中，二极管是两两轮流导通的，所以流经每个二极管的平均电流为ID=12IL=0.45V2RL(4.1.4)图一般电网电压波动范围，实际上选用的二极管的最大整流电流和最高电压应留有大于的余量。桥式整流电路的特点是输出电压高，纹波电压较小，管子所承受的最大反向电压较低，同时因电源变压器在正、负半周都有电流供给负载，电源变压器得到了充分的利用，效率较高。因此这种电路在半导体整流电路中得到了颇为广泛的应用。滤波电路用于滤去整流输出电压的纹波，一般有电抗元件组成，如在负载电阻两端并联电容器，或在整流电路输出与负载间串联电感器，以及由电容、电感组合而成的各种复式滤波电路。由于电抗元件在电路中有储能作用，并联的电容器在电源供给的电压升高时，能把部分能量储存起来，而当电源电压降低时，就把电场能量释放出来，使负载电压比较平滑，即电容具有平波的作用；与负载串联的电感，当电源供给的电流增加时，它把能量储存起来，而当时电流减小时，又把磁场能量放出来，使负载电流比较平滑，即电感也有平波作用。滤波电路的形式很多，为了掌握分析规律，把它分为电容输入式和电感输入式。前一种滤波电路多用于小功率电源中，后一种滤波电路用于较大功率电源中。电容滤波电路，一般为单相桥式整流、电容滤波电路。在分析电容滤波时，要特别注意电容器两端电压对整流元件导电的影响，整流元件只有受正向电压作用时才导通，否则便截止。总之，电容滤波电路简单，负载直流电压较高，纹波也较小，它的缺点是输出特性较差，故适用于负载电压较高，负载变动不大的场合。滤波后的波形可以看出波动大小由决定，越大波动越小，越小波动越大。2 变压器设计 1、为满足芯片的工作频率，选用锰锌铁氧体材料，磁芯的形状应尽可能选择圆形磁芯以减小漏感。 2、最大占空比Dmax=VORVOR+（Vmin-VDS） (4.2.1) 其中VOR为初级反射电压，取105V；VDS为芯片的通断电压，可选5V到10V。3、变压器初级自感Lp=VACminDmax2POfs (4.2.2)其中，Po为系统总输出功率；Fs为芯片开关频率；Fs=66KHZ4、导线面积由个经过个绕组的平均电流，峰值电流，均方根电流，纹波电流确定；输入电流的平均值IAVG=POVACmin （4.2.3）初级峰值电流IP=IAVG(1-0.5KRP)DMAX （4.2.4）其中KRP为初级纹波电流与初级峰值电流比值，可取0.9。根据计算变压器所在部分外围连接电路如图4-2所示图4-25、变压器初、次级匝数，变压器匝数可以从选择次级绕组匝数开始：当输入20V时，NS1=1*(20+0.7)=21匝，取整。同理，当输入为15V时，NS1=16匝；反馈绕组匝数NP=VFB+0.7VO+0.7NS=11匝，其中VFB为反馈电压，VO为反馈回路对应的输出电压，初级绕组匝数NS，SJ为磁芯截面积，Bm为磁芯最大磁通量密度。4.3 输出整流电路设计 输出整流滤波电路有整流二极管和滤波电容构成。由于肖特基二极管导通时正向压降较低，因此具有更低的正向导通损耗，此外，肖特基二极管具有反向恢复时间短，在降低反向恢复损耗及消耗输出电压的纹波方面有显著的性能优势，所以选择肖特基二极管作为整流二极管，对于输出滤波电容，ESR（等效串联阻抗）和纹波电流是两个总要参数。当电容两端电压小于3.5V时，ESR只与电容的体积有关，在保证控制环路带宽足够的前提下，应选择耐压值高和容值低的电容。若滤波效果不理想，可以在下一级串联一个LC滤波环节，根据经验L取2.2H-10H。输出整流电路如图4-3所示图4-34.4 反馈电路设计 串联反馈式稳压电路由稳压管与限流电阻串联所构成的简单稳压电路获得，电阻组成反馈网络，是用来反映输出电压表华的取样环节。这种稳压电路的主回路是起调整作用的BJT与负载串联，故称为串联式稳压电路。输出电压的变化量由反馈网络取样经比较放大电路放大后去控制调整电压降，从而达到稳定输出电压目的。从反馈放大电路的角度来看，这种电路属于电压串联反馈电路调整管T连接成电压跟随器。调整管T的调整作用时依靠两极之间的偏差来实现的，必须有偏差才能调整。所以V0不可能达到绝对稳定，只能是基本稳定，所以如图4-4所示系统是一个闭环有差自动调整系统。图4-44.5 对阻断二极管的选择正向压降低是肖特基二极管最突出的优点,正向压降一般在0.55-0.8V之间与PN结二极管相比平均可低30%-50%。所以它的导通损耗就小,极适宜在大电流输出的电路中使用,肖特基二极管具有优良的开关性能,这不仅表现在它小的TRR(只有几个ns)上,而且由于关断时IRM极小,恢复特性非常理想。在高频工作状态下,不仅开关损耗小,而且不会对电路中的电压、电流应力情况及外电路的工作产生不良影响。所以非常适合在频率较高的场合下使用。反向特性差是肖特基二极管比较致命的弱点,VRRM很低，一般只有几十伏,大于100V不多,且正向压降VF会增大。反向漏电流较大,小的几百微安,大的可达到几毫安,而且随温度变化很大,所以反向损耗就较大。抗过压、抗静电等干扰能力差也是肖特基二极管的一大弱点,使用不当,常常会影响可靠性。 使用注意点。了解了肖特基二极管的特点,我们在选用使用时就要扬长而避短,权衡利弊,适合使用时能充分发挥优势时使用,不适合使用时或优势不名明显就不要勉强使用。高频低压大电流整流电路,显然是非常适合选用肖特基二极管,它能明显地降低损耗、提高效率,但在使用前一定要弄清楚电压应力,通过测量分析准确了解肖特基二极管在工作中承受的最大反向电压VR(包括电压尖峰)的值,选择肖特基二极管的反向电压时,必须使 VRRM1.5VR 。在使用肖特基二极管时,还需注意它的温升,因为肖特基二极管温升一高会使反向电流急剧增加,反向损耗也就增加很快,一突破热稳定点,就会形成恶性循环而损坏管子。所以发现肖特基二极管温升较高(具体数值与最高工作环境温度有关),一定要采取有效措施（增加散热条件或重选管子），尽量降低它的温升。有些电路设计师,常常根据输出电压的高低来确定能否选用肖特基二极管,选用何种反向电压的肖特基二极管,少数专业书籍也有这样的介绍,这是非常片面和不正确的,通过第二章的分析,我们知道在隔离型的开关电源等功率变换器中，输出整流二极管工作时承受的反向电压,并不主要由输出电压大小决定,而与功率变压器的匝数比有很大关系。有人在输出电压3V,5V等电路中选用60V、80V的肖特基二极管进行整流,时有击穿现象,觉得很奇怪,断定肖特基二极管的VRRM未达标,这是没有根据的,功率变压器的设计制造对肖特基二极管能否可靠工作影响是很大的。在输出电流很小,频率又不是很高的情况下,若没有什么特殊要求,实际上,我们并不推荐使用肖特基二极管,因这种情况下肖特基二极管优势不明显,降低的损耗很小,而与PN结二极管相比,它的抗烧能力毕竟要差一些,使用中稍有不慎就会影响可靠性,如果为了降低极有限的损耗,而影响了可靠性,是非常不合算的。4.6开关电源原理图绘制第五章 安全性能分析5.1电源散热与效率散热散热处理是许多变换器设计的一个重要的部分，如果元件太热将烧毁。温度对元件寿命影响，从而影响到电源的寿命下面将予以说明。此外，用户不希望电源太热到手指不能碰！即使不必热设计，你的效率也需要知道元件的温度，为保证希望的效率是否达到计算温度也是重要的。元件寿命与温度电源中每个元件预期寿命取决于它的温度：如果温度上升，预期寿命减少。这个关系直接影响你的电源外场失效率，特别是如果任一个元件运行在接近它的最大额定温度，更是如此。作为一个规律，元件的寿命近似每下降10增加一倍，也就是说一个定额2000小时的105电容，在65下寿命近似20002(105-65)/10=32000h4年。在电源设计中温度与寿命关系明显得例子是铝电解电容。如第三章提到的，铝电解电容在它额定温度寿命很短，通常额定105或85-记住寿命2000小时，即小于3个月。大多数电源应用铝电解电容，因此使用时，尽量减少使用温度。一般定额是105，额定2000小时，较好的有5000小时。某些恶劣环境采用鉭电容代替。为了减轻温度影响，你应当认识到电源电源不应当24小时工作在最大温度。如果你能够估计在不同温度的时间，你将得到很好的电容寿命估计。如何表明铝电解达到它的寿命？作者将一个用铝电解电容的电源曾在高温下运行一年。在一年里，电容的ESR增加，开始较慢，以后加快。在这年末尾，ESR增高到电源的输出纹波大大超出规范。于是，运行一个电容超过它的额定寿命可能导致电源不符合规范，并可能引起相关元件损坏。另一各重要的是IC的温度定额。IC有三个温度等级：商用，额定温度070;工业级，额定温度4085和军级，额定温度为55125。当然现在零件生产商对于不同温度等级的差别在于封装（商用和工业级为塑封，军级为金属封装），并在规定的整个温度范围内测试，即在整个温度下工作性能是保证的。所以一个商用元件在90不可能引起任何工作问题。但是你的最坏情况分析将产生疑问，MTBF将是很坏的（如上所说），同时如果这个零件坏了生产商不负责的。应当提及的最后一个题目是MOSFET的温度。在本章计算效率时假定MOSFET达到稳定工作温度60，而且损耗也是根据这个温度来计算，所以损耗与温度有关。但是，应当注意到，MOSFET的Ron取决于温度，所以，损耗也取决于温度，并且温度与损耗有关。因为MOSFET产生足够热量使其温度增加，从而引起电阻增加，电阻又引起损耗增加，立即引起MOSFET超过它的额定温度。当然这个热恶性循环最终结果导致失效。说明这一切温度关系是希望使用零件温度定额高于它们运行值。换句话说，在温度等级之间有价格差别从商用到工业级温度差别不大，而工业级到军级差别非常大。因此变换器内保持整个温度下降是至关重要的，不仅对于维持变换器寿命，而且对于成本也是重要的。模块。谈到元件温度，我们再次想到变换器模块。同样的理由是推动生产商论证不切实际的效率导致给67出不切实际的模块可能产生输出功率的估计。输出功率限制因素是模块内产生的热量，当然两者是正比的。问题是如果你将模块焊在PCB上，并试图输出额定功率，模块将烧毁。仔细检查模块手册发现可使用的额定功率仅当模块安装到一个比模块大的散热器上才行。所以，如此扁平的模块电源一下子两倍以上的高，或者你就买一个远超过你的额定应用的模块，而且得花费更多的钱。MIL-HDBK-217在这些许多温度对变换器寿命影响的担忧以后，怎样计算MTBF，看一看你的设计是否满足规范的寿命。一个标准的方法是应用MIL-HDBK-217。美国军方提供一个正在进行的关于许多通用元件失效率的程序，并收集的信息放到本书的有用的表格中，并且定期进行升级。（在MIL-HDBK-217F中F表示第六版）我们首先做一个快速取样计算，然后讨论与用217有关的问题。MIL-HDBK-217:举例给一个应用217的例子。让我们试图建立三个铝电解电容并联系统的MTBF。217F表内容指出包含两部分铝电解电容：一个覆盖“非建立可靠性”零件（即商用零件），所以用这个表。检查表8.7显示p(每百万小时失效数)，是一个铝电解电容四个系数的乘积。第一个系数是b，是基本失效率，它与电容的温度定额有关。假定是105，所以我们用表中b（T=105最大定额）。假定在电容寿命期内电容的平均温度为60。（再一次提醒，是平均温度而不是最大温度），我们参考217F，还需要电容的应力，工作电压与额定电压比，假定电容定额是5V，工作电压稳态是3.5V，所以应力系数S=0.7。(还是应用均电压不是最大电压)，于是得到b0.14。下一个系数是CV,容量系数。假定每个电容容量为1000F，现在，没有1000F列在表中，我们用公式代替， 因为表中所有CV取成两位数，还是公式精确。第三个系数是Q很容易:这是商用电容，所以它最低质量系数为10.最后第四个系数是E,环境系数。全部商用工作在“地面的，良好的”条件，所以CVGB=1.0。现在我们求得单个电容在此条件下的失效率是百万小时的失效率（或1680FIT，1FIT每十亿小时一次失效）。象这样进行下去，这是很高的失效率，表示电容不是好元件，许多元件仅数十个FIT，此电容的MTBF为在我们的例子中有三个电容并联，总失效率是每个失效率（在一个简单模型中）之和，且总失效率为5040FIT，对应MTBF200000小时。怎样改善电容的MTBF除了采用其它类型的电容以外）？这种情况下的最大因素是电压定额。根据以上法则，将温度从60降低到40，减少b2倍，由0.14降低到0.69。但是更实际的方法是提高电压定额到10更容易些减少，应力系数由0.7减少到0.35，而b由0.14减少到0.051,几乎减少3倍。MIL-HDBK-217讨论你应当知道应用MIL-HDBK-217时有一个潜在问题。因为手册用于军品设备设计，并不包含商业零件。实际上，你有时必须推测与你可能选择最接近你实际应用的零件，如上面的例子。你有时听到人们争论由217得来的MTBF是太保守。这些人有时引用Bellcore可靠性手册给出长得多的寿命。作者的经验是217给出十分现实的估计。当制造厂做广告说他的变换器MTBF如何如何，正是要校验制造商是否应用217，没有别的(不凭想象的),并且要按实际应力计算，不是“零件数”方法,68它是基于某一类型或许可能用于设计的元件数。假定零件数仅用于预估可靠性，不是为计算最终设计的MTBF的。在本书其它地方你得小心，你应用217计算MTBF的程序也得小心。这类软件可能节省某些精力，但如何确定程序中公式是否正确？在应用这些软件之前,请你对于每个类型元件手算进行检查。温度计算。在所有讨论温度之后，这时要计算实际元件温度。给一个元件功率损耗和它的传热通路，就可以画出热传输电效电路。在热和电特性之间精确相似，如表所示（机械工程师常常应用其它单位，电气工程师最好变换成这里的单位）。这种模拟意味着如果两个热传输串联，它们的热阻相加。 例1中用IRF620计算效率60时，损耗为450mW。有表查得结壳的热阻为Rjc=2.5/W（管芯到TO-220外壳），壳散热器的(TO-220经过垫片到散热器热阻Rcs=0.5/W。假定散热器到环境的热阻Rsa=40/W。环境温度为45。温升为T=P(Rjc+Rcs+Rsa)=0.45(2.5+0.5+40)=19.35，结温为19.35+45=64。在此例中芯片仅比管壳告1度，但并不总是工作在这种方式。若路中还存在热容，由此得到热时间常数。例：假定IFR620损耗10W，温度升高将损坏器件，因为T=1047.5=470!但是施加损耗的时间仅100s，然后回到450mW。热响应曲线指出100s单脉冲具有热抗是稳态响应的1/10；我们假定系统静态等效热时间常数相同，在脉冲终结时温升为64+10(2.5+0.5+40)0.1=107。这对器件说来是允许的。根据热阻我们也可以求得热容：热阻R jc=2.5/W，热容必须为C=t/R=100s/(2.5/W)=40J/。与热容同样的道理，导线电阻脉冲功率也比稳态高。散热器。传统散热方法（对流、辐射和传导）是采用散热器（即传导）。散热器给热提供传输到对流通