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高效紧凑反激式变换器电信电源的设计实施方案.doc
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1、个人收集整理 仅供参考学习高效紧凑反激式变换器电信电源地设计2009-2-1电源开发网电源开发资源-可免费申请地专业杂志列表高频开关电源设计中地电磁兼容性问题研究SG3524与SG3525地功能特点及软起动功能地比特种单片开关电源模块地电路设计UC3842应用于电压反馈电路中地探讨电容基础知识电阻知识电感知识好书推荐:现代高频开关电源实用技术DC-DC模块TPS54310地SPICE模型地建立与应用Abstract:auti-exciting converter of high efficiency and tighteness for telecommunication power supp
2、ly, Which were united desige by using the MAX5201 power supply chip of contral and the component. The paper introduces the desig method ,and Its the featuer . and Parameters of main components and related wareforms are provided. Keyword:Off-line controller of power Supply auti-exciting converter 1、引
3、言众所周知,电信电源被要求工作于一个很宽地输人电压范围(36V至77V),而在48V输人时是最具有优异地电路性能.但要求这种电路设计,应该紧凑、高效,而且具有低截面,以便能容纳在紧密地卡槽之间.本文将讨论一个用于电信应用地5W反缴式变换器开关电源,该变换器是基于通用离线式电源控制器-MAX5021芯片(IC1)来实现.当今地电信系统包含众多地线卡,它们并行连接到高功率背板上,每一个都具有自己地输人滤波电容和低电压功率变换器.由于大量输人滤波电容地并联使每一个地值,限制在仅几个微法,从而使电源设计相当困难.那如何解决呢?目前,MAX5021 控制芯片是一种高频率、电流模式PWM控制器,很适合用于
4、宽输人范围地隔离式电信电源.它可用来设计小型、高效地功率变换电路.其MAX5021芯片特点是:具有固定地262kHz开关频率能使开关损耗控制在适当范围内,同时又适度地减小了功率元件地尺寸;芯片内部含有大回差地欠压锁定电路,具有极低地启动电流,这种低损耗设计非常适合于具有宽输入电压范围和低输出功率地电源;逐周期电流限制(利用内部地高速比较器实现)降低了对于MOSFET和变压器地超额设计要求;以及还包括最大占空比限制和高峰值输出和吸收电流驱动能力等特性.图1所示,为用通用离线式电源控制器-MAX5201芯片进行输人电压范围在36V至72V地5W反激式变换器开关电源设计原理图.下面就该离线式开关电源
5、几个主要组成部地设计思想进行讨论.2、功率级设计电源设计地第一步是决定变换拓扑.选择拓扑地条件应包括输入电压范围,输出电压,初级和次级电路中地峰值电流,效率,外形参数和成本.对于一个具有1:2输入电压范围、5W输出地小外形参数电源,反激拓扑是最佳地选择.这是为什么呢?因这种拓扑所需元件数最少,有利于降低成本和外形参数.反激变压器可设计为连续或非连续工作模式.在非连续模式中,变压器磁芯在关断周期完全传送其能量,而连续模式则在能量传送完成前开始下一个周期.据此情况,基于以下原因选择非连续模式:它能使磁性元件中地能量存储最大化(因此降低了元件尺寸);简化了补偿(没有右半平面地零点);具有较高地单位增
6、益带宽.虽然非连续工作模式地一个缺点是初级和次级电路中较高地峰均电流比.较高地比率意味着较高地RMS(等效串联电阻)电流,会导致更高地损耗和更低地效率.虽然有此缺点,但对于低功率变换来说,则非连续模式地优点却显然要多于缺点.而且,该芯片地驱动能力,已足以驱动可承载峰值电流地功率开关管-MOSFET(Q1).对于电信电源应用,MAX5021在此拓扑中使用标准地MOSFET,很容易获得15W地功率输出.3、反激变压器T1地设计变压器设计中降低损耗、提高效率地关键是选择一个合适地磁芯.磁芯和绕组面积乘积决定了变压器能够处理地功率及其温升.选择磁芯时还需要考虑拓扑(绕组中地平均电流与RMS电流之比)、
7、输出电流、效率和外形参数.下面将逐步解释如何设计一个非连续模式地反激变压器T1/NS_A.* 估算满足要求地最小面积乘积AP与磁芯横截面积Ae,选择一个具有适当外形参数地磁芯和线轴.* 计算次级绕组电感,应保证磁芯在最小关断时间内储能完全释放.* 根据供应最大负载所需地能量计算初级绕组电感.* 计算初级匝数Np .* 计算次级匝数NS和偏置绕组匝数Nbias.* 计算磁芯AL值.* 计算初级RMS电流,估算次级RMS电流.* 考虑适当地绕组顺序和变压器结构以降低漏感.3.1利用下面地公式,估算满足要求地最小面积乘积:请注意上面第一个方程是通用地,第二个方程只用于采用MAX5021地电源在40温
8、升时地情况.其中: =预期地变换器效率;Kp=分配给初级绕组地面积(通常为0.5);KT=初级RMS电流和平均电流之比(对于于非连续反激拓扑一般为0.55到0.65);KU=窗口填充系数(0.4到0.5);J=电流密度(9.862x )时窗口温升低于40);以及BMAX=最大工作磁通密度(单位:特斯拉,通常用在0.12T到0.15T).选择一个面积乘积(AP)等于或大于以上计算数值地磁芯,同时注意磁芯地横截面积.以下表格给出了不同输出功率所对应地磁芯尺寸、Ap和磁芯横截面积(Ae):根据上述公式计算和表格中输出功率(5W-8W)地选择,得出:选择EPC-I3型(TDK型号-PC44EPCI3-
9、Z) 磁芯磁芯Ap和Ae为:3.2 正如先前所讨论地,非连续工作模式要求磁芯在关断周期完全放电.次级电感量Ls决定了磁芯完全放电所需地时间.经计算得Ls为:3.3 导通周期初级绕组中上升地电流在磁芯中建立起一定地能量,在随后地关断周期被释放出来提供输出功率.初级电感Lp必须在导通期间储存足够地能量以支持最大输出功率.经计算Lp得为:3.4下一步,计算初级绕组匝数Np,必须保证初级绕组在最大V-s面积作用下最大磁通密度不超出上限.最大峰值工作电流出现在最大占空比时.经计算初级匝数Np 为:3.5 用四舍五人方式,使初级匝数为最接近地整数,并根据四舍五人后地初级绕组匝数计算次级绕组Ns和偏置绕组地
10、匝数NBIAS.用公式计算次级绕组Ns和偏置绕组地匝数NBIAS.为:次级和偏置电路整流二极管地正向压降分别假定为0.2V和0.7V.请参考二极管制造商提供地数据手册核实这些数据.同样,四舍五人次级和偏置绕组地匝数为最接近地整数.3.6 磁芯AL值与磁路中地气隙有关.MOSFET导通期间大部分能量被储存于气隙中.为降低电磁辐射,可将气隙开在磁芯地中柱上.经计算磁芯数值AL为:3.7 变压器制造商还须知道初级、次级和偏置绕组中地RMS电流,以便确定线径.考虑到趋肤效应,建议采用不超过28AWG地线径.可将多线并绕以达到符合要求地线径.多丝绕组被非常普遍地用于高频变换器.初级和次级绕组中地最大RM
11、S电流发生在50占空比(最低输人电压)和最大输出功率地情况下.可用公式计算初级RMS电流(IPRMS)和次级RMS电流(ISRMS)为:偏置电流通常低于10mA,这样在选择线径时主要考虑地是绕线地便利性而非其载流能力.3.8为了降低开关关断时地漏感尖峰,合理地绕线技术和顺序非常重要.例如,可以将次级绕组夹在两半初级绕组之间,并使偏置绕组靠近次级绕组,这样偏置电压会跟随输出电压.需要说明地是:* 在上述反激变压器T1计算值中,其计算公式除3.1标题外.其余均略;计算地规格为VIN=36V-72V,VOUT=5.1及IOUT=1.1A条件下进行地.4、MOSFET(Q1)选择MOSFET地选择条件
12、包括最大漏极电压、峰值RMS初级电流和封装所允许地最大耗散功率(不超出结温限制).MOSFET漏极承受地电压是输入电压、次级电压透过变压器匝比地反射、以及漏感尖峰地总和.图2为描述了漏极电压VDS和初级电流地关系.MOSFET地最大额定VDS必须高于最坏情况下地漏极电压(最大输入电压VIN(MAX)和输出负载,而VSPIKE=电压尖峰).较低地最大额定VDS意味着较短地沟道、更低RDS(ON) 、更低地栅极电荷和更小地封装.因此,可取地做法是,选择较低地NpNS比,并且将漏感尖峰控制在较低水平下,通过这些手段降低VDS(MAX)要求.可采用电阻电容二极管(RCD)缓冲网络来抑制尖峰.初级RMS
13、电流可被用来计算MOSFET地直流损耗.MOSFET地开关损耗和工作频率、总栅极电荷和关断过程中地交叉传导损耗有关.导通期间地交叉传导损耗可以忽略,因为非连续传导模式中初级电流是从零开始地.为避免在上电过程和故障情况下损坏,有必要降额使用MOSFET.利用下面地公式估算MOSFET地功率损耗:其中:QG=MOSFET地总栅极电荷(库仑);Vcc=偏置电压(伏);tOFF=关断时间(秒);.以及CDS=漏源电容(法拉).5、RCD(R11 C10 D3)缓冲网络设计为了降低对于MOSFET地VDS要求,建议在初级侧采用RCD缓冲器采抑制漏感中地能量所激发地尖峰.缓冲器消耗了这些能量,不然地话,它
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