（硕士学位论文）基于同步整流技术的有源钳位正激变换器的研究.pdf

分类号密级UDC 注 1_学位论文基于同步整流技术的有源钳位正激变换器的研究（题名和副题名）_ _。RESEARCH ON ACTIVE-CLAMP FORWARD CONVERTER WITH SYNCHRONOUSRECTIFICATION ：:独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作 及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方 外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为 获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与 我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的 说明并表示谢意。作者签名：日期：年 月 日论文使用授权本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘,允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。（保密的学位论文在解密后应遵守此规定）作者签名：导师签名：日期：年 月 日摘要摘要随着超大规模集成电路的快速发展，计算机、通信系统的供电电源也有了新 的发展趋势：输出电压越来越低，输出电流越来越大，同时功率密度也不断提升。因此，低电压、大电流输出、高功率密度的DC/DC电源的研究在最近几年受到广 泛的关注。正激变换器由于其电路结构简单，输出纹波电压小等特点，在中小功率应用 场合扮演着非常重要的角色。本文通过采用有源钳位复位技术，克服了传统单端 正激变换器中磁芯工作在第一象限，磁芯利用率不高的缺点。利用有源钳位复位 技术还降低了开关管的电压应力，并且能将励磁电感和漏感中的能量循环利用，提高了变换器的效率。同时，在低压大电流输出的应用中，由肖特基二极管正向 压降产生的损耗占总损耗比例越来越大，限制了效率的提高，本文通过采用同步 整流技术有效的解决了这个问题。文中首先分析了传统单端正激变换器的工作原理，根据正激变换器的特点对 常用的几种复位方式进行了分析。然后深入分析了有源钳位复位的正激变换器的 工作过程。其中包括主开关管实现零电压开通的条件，漏感延迟的影响，钳位电 路对励磁电感和漏感中能量循环利用。再结合实际应用中的两种钳位方式进行了 详细的对比。其次，为了提高效率，文中对同步整流技术做了相关研究。分析了常用的电 压型和电流型同步整流驱动方式，考虑到有源钳位复位技术的特点和本课题的输 入输出电压范围，文中采用变压器绕组自驱动同步整流方式。另外，为了减小电 源体积，满足工业标准半砖结构，采用了平面变压器取代传统的变压器，有效的 提高了电源功率密度。最后，详细介绍了电路的设计过程，制作实验样机并完成测试。最大效率达 到88%,功率密度达36.5W/加3,纹波电压小于50mV,满足设计要求。关键词：有源钳位，正激变换器，同步整流，平面变压器IABSTRACTABSTRACTWith the rapid develo pmen t o f VLSI,the po wer supply o f co mputer an d co mmun icatio n system has a n ew tren d:supply vo ltage is gettin g lo w an d the curren t in creases,the po wer den sity is also risin g at the same time.Theref o re,the study o f lo w vo ltage,high curren t,high po wer den sity DC/DC po wer supply is in f o cus in recen t years.Fo rward co n verter widely used in small an d medium po wer applicatio n s,f o r its simple circuit an d the lo w ripple vo ltage.This paper use active clamp reset o verco mes the disadvan tages o f traditio n al f o rward co n verter which tran sf o rmer co re o n ly wo rk in f irst quadran t lead to n o t high in co re utilizatio n.Active clamp reset also reduces the vo ltage stress o f MOSFET,an d recycle the en ergy o f magn etize in ductan ce an d leakage in ductan ce which impro ved the ef f icien cy o f the co n verter.Ho wever,I n the applicatio n o f lo w o utput vo ltage an d high curren t,the Scho ttky dio de lo ss preven ts f urther in crease in ef f icien cy.Usin g the syn chro n o us rectif ier techn o lo gy ef f ectively so lved the pro blem.This paper in tro duces the wo rk prin ciple o f traditio n al sin gle-en ded f o rward co n verter,an d several co mmo n ly reset metho ds were an alyzed an d co mpared.Then in-depth an alysis o f the wo rkin g pro cess o f the active clamp reset.Discussed the co n ditio n al f o r achieve zero-vo ltage switchin g an d the impact o f the delay f ro m the leakage in ductan ce in this pro cess.Co mbin in g the practical applicatio n,two kin ds o f clampin g metho ds are also an alyzed in detail.To impro ve ef f icien cy,syn chro n o us rectif icatio n techn o lo gy has in tro duced.I n the paper discusses an d an alyses several co mmo n syn chro n o us rectif ier techn o lo gy,an d then the active clamp f o rward co n verter with self-driven syn chro n o us rectif icatio n is in tro duced.Further,to reduce the vo lume o f supply,replaced the traditio n al by usin g the plan ar tran sf o rmer.Fin ally,made a detailed pro cess o f circuit design an d co mpleted pro to type pro ductio n an d co mmissio n in g.The maximum ef f icien cy o f 88%an d the po wer den sity o f 36.5 W/in3,the ripple vo ltage is less than 50mV,it achieves the design requiremen ts.Keywords:active clamp,f o rward co n verter,syn chro n o us rectif icatio n,plan ar tran sf o rmerii目录目录第一章绪论.11.1 课题研究的背景和意义.11.2 电源发展历程和趋势.21.2.1 技术发展历程.21.2.2 DC/DC电源发展趋势.71.3 本文主要工作.8第二章有源钳位正激变换器.92.1 传统的单端正激变换器.92.1.1 几种复位方式对比.112.2 有源钳位正激变换器.142.2.1 有源钳位正激变换器工作过程.152.2.2 复位电路分析.192.2.3 开关管实现ZVS的条件.212.3 两种钳位方式对比.222.3.1 高侧有源钳位.222.3.2 低侧有源钳位.232.4 本章小结.26第三章同步整流技术的研究.273.1 同步整流技术简介.273.1.1 同步整流损耗分析.273.1.2 同步整流技术的应用范围.303.1.3 同步整流的关键技术.313.2 同步整流驱动技术.323.2.1 驱动技术分类.323.2.2 理想的驱动波形.323.2.3 电压型自驱动方式.333.2.4 电流型自驱动方式.383.3 有源钳位正激同步整流驱动.393.4 本章小结.41in目录第四章有源钳位正激变换器设计.424.1 功率级电路设计.424.1.1 占空比确定.424.1.2 输出电感和电容设计.474.1.3 平面变压器设计.434.1.4 钳位电路设计.484.1.5 主开关管的选择.504.2 同步整流电路设计.514.2.1 同步整流管的选取.514.2.2 同步整流驱动设计.524.3 控制电路设计.524.3.1 电流检测电路.534.3.2 反馈回路设计.544.3.3 补偿网络设计.554.3.4 PWM控制设计.554.4 损耗分析.594.5 本章小结.62第五章仿真和测试结果.635.1 电路仿真.635.2 实验结果.665.3 本章小结.72第六章结论与展望.73致谢.74参考文献.75攻硕期间取得的研究成果.78IV第一章绪论第一章绪论随着计算机和通信技术的进步，系统对电源的要求提出了更大的挑战。为了 满足需求，迫使开发者设计出高效率、小体积、低压大电流的电源产品。模块电 源具有标准化尺寸、高效率以及高功率密度的特点，因此广泛用于计算机、通信 和工业控制等电子领域。1.1 课题研究的背景和意义随着电子技术的进步和发展，电能已经成为最高效、最清洁、最重要的二次 能源。二次能源是从大自然中直接获取的一次能源通过人类加工或转换而获得的 能源。人类将自然中能直接获取的风能，水势能，气流动能，太阳能，核能，潮 汐能，地热等通过风力发电机，水利发电机，汽轮机等机械装置将其转换为我们 所需要的电能。然而，几乎所有通过发电装置得到的原始交流电能在大规模使用 之前，都必须要通过电源系的转换处理，才能满足各种电子设备的不同需求。例 如二十世纪末在全球范围内发展和普及的各种军用和民用电子产品，由于内部的 集成电路控制系统、音频播放系统、显示系统都需要低压直流电源，所以交流电 源CUOVAC.22QVAC）必须经过电源设备的转换之后才能供电子产品使用，由 此可以看出，电源系统是各类电子设备的心脏，它的性能将直接影响整个电路系 统的工作情况。根据电源学会的数据表明：08年中国的开关电源产值达到800多亿元人民币，09年达到900多亿，增长率约为9%；另据I CTresearch的预测报告显示，到2015 年中国的开关电源产值将达到1800多亿元，从2011年到2015年的增长率为13%左右；随着电源高频化的发展，大功率密度的电源的比例将不断增大。在服务器和通信系统中广泛使用DC/DC模块电源。随着集成电路的特征尺寸 不断减小，为了降低损耗，工作电压越来越低，从3.3V降到L8V。最近英特尔 的酷睿i7-4770处理器的内核电压甚至达到0.8-1.375 V。系统供电电压在下降，但 是功耗却并没有降低。特别是在某些应用中，由于集成度很高，系统的功能大大 提升，系统对能量的需求反而在增加，对电源系统来说，就需要研发低压大电流 的电源产品才能满足产品的需求。同时，随着电子产品的不断小型话，对电源的 功率密度要求也越来越高。因此，低压、大电流、高功率密度的模块电源成为研 究的热点。正激变换器通常应用于中小功率场合，但是，每个周期结束之前都需将磁芯 电子科技大学硕士学位论文复位，否则没有复位的磁芯，几个周期之后，由于磁滞回线沿着同一个方向运动 导致磁芯饱和，饱和磁芯不能承受电压，从而烧毁电路。原有的复位电路通常效 率低，通过有源钳位技术，可以实现变压器磁芯复位，并且使磁芯工作在一、三 象限，提高了磁芯的利用率。由于磁芯复位是在整个关断期间进行，死区时间很 小，可以为次级自驱动同步整流管提供几乎无死区时间的驱动电压，为同步整流 降低了设计难度，同时也能达到很高的效率。因此，基于同步整流技术的有源钳 位正激变换器的研究，对低压、大电流正激变换器具有重要意义，同时也能产生 相应的经济效益。1.2 电源发展历程和趋势1.2.1 技术发展历程开关电源的历史可以追溯到20世纪60年代，由美国研制出20kHz的直流变 换器开始，至今已有半个世纪的发展历程。在此之前一直使用的线性稳压电源。1947年晶体管发明后，由于其具有体积小、功耗低等特点，广泛使用在电子 电路中，特别是数字电路中。随着晶体管的应用越来越广泛，电路对电源的要求 也越来越高，于是出现了晶体管稳压电源，即线性直流稳压电源。线性直流稳压 电源利分压是原理进行控制，由于晶体管工作在线性区可看成一个电阻，通过输 出端的采样反馈信号控制基极的电流，从而改变电阻大小，电阻上的分压保持了 输出的稳定。但是，线性直流稳压电源的效率不高，而且在输出电压很低的应用 中，电源的效率将变得更低。同时，由于线性电源串联晶体管的高损耗使得线性 稳压直流电源很难在大于5 A的场合应用叫 工频变压器和大体积的散热器相对集 成化的芯片很不协调。不能满足电子产品小型化的需求。由于线性电源效率低，而且需要工频变压器降压，笨重的体积限制了它的应 用，同时也不能满足不同电压输出的需求。随着消费电子的快速发展，工作在高 频状态的开关电源开始问世。高频开关电源和传统的线性稳压直流电源的工作原理有着很大的区别。开关 电源是利用工作在高频开关状态的晶体管置于输入和输出之间，通过调节开关导 通时间占空比来控制输出电压的平均值，该平均电压的大小是由方波脉冲组成的,能量就像通过打包的方式传递出去，通过后级的整流滤波可以得到纹波小的直流 电压网，占空比的调节是通过检测输出电压结合负反馈完成，使得最后输出的稳定 电压不收电网电压和负载变化的影响。由于晶体管工作在开关状态及导通/截止状态，使得晶体管损耗较小，降低了 晶体管的发热量，避免了使用大面积的散热板。开关频率的上升也大幅度的降低 2第一章绪论了输出端LC滤波器的体积，进一步减小了开关电源具的体积。大大的提高了功 率密度和效率。相比线性电源的效率一般只有30%-40%51,功率密度仅为 020.3W/in 3.而开关电源的效率普遍能达到80%-90%,功率密度可大于40W/ir?。随着开关频率的不断提高，开关电源的效率和功率密度都不断上升。图1-1线性稳压电源输出电压和效率的关系例如，二十世纪八十年代前，开关电源的频率为20红-50后，从二十世纪 八十年代起，开关电源的工作频率不断上升。提高频率是减小电源尺寸最有效方 法。至今，200狂女-500kHz已成为开关电源的标准工作频率。图1-2所示为二十 世纪中后期通信和计算机系统中开关电源的高频化历程，在图1-2中可以看出，开关电源在这几十年的发展过程中，工作频率沿着直线不断上升，电源的体积除 功率在不断减小，即电源的功率密度在不断增大。从最开始随频率上升功率密度 直线上升，但是到了 80年代后期，功率密度不再随频率上升而线性增大，增大的 趋势趋于平坦化，这是由于随着频率的不断上升，功率开关管的损耗也开始增大 了。在频率较低的时候，M0S管的开关损耗很小。但是随着频率的上升，开关损耗 占总损耗的比重越来越大，需要更大的散热片，同时效率也有所影响，因此减慢 了功率密度提升的速度。为了解决这个问题，进一步提高电源效率和功率密度，研究者开始探索一些新的技术来提高工作在高频下电源的效率。开关电源技术包括是半导体技术和磁芯材料、自动控制等学科结合在一起的 应用技术。因此，半导体技术、磁芯材料等学科的发展推动了开关电源的进步，3电子科技大学硕士学位论文从开关电源这几十年的发展来看，主要体现在一下几个方面：1、半导体功率器件MOS管是开关电源的重要器件，它的性能直接影响开关电源的工作频率。在 过去的几十年中，大功率开关器件引发了开关电源技术的革命，并且大大的促进 了电子行业的发展，由于MOS管有更快的开关速度，可以完全取代之前的晶闸管 和GTR,使开关电源的工作频率更高。开关频率从之前的20后提到现在常用的 200 kHz-500 kHz,甚至在降压变换器中可以在2MHz的频率下工作。开关频率的 提升同时也很大程度的减小变压器的体积，由此产生了大量的小型化的电源产品,个人计算机的小型化发展就是一个很好的例子。图1-2二十世纪开关电源高频化历程半导体器件的快速发展降低了 MOS管的导通电阻的大小，因此减小了 MOS 管的导通损耗，当然也提升了 MOS管的工作频率。随着MOS管的工作电流越来 越大，导通电阻越来越小，为同步整流技术提供了条件。在功率MOSFET领域,由陈星弼院士发明的Super Jun ctio n结构打破了传统理论的极限，被国际上誉为 是功率MOSFET里程碑的发展。该结构即保持了 MOSFET优点的同时，又有极低 的导通损耗，称为COOLMOS。为开关电源的产品带来新的革命。到目前为止，商用的低导通阻抗的功率MOS管已经很多。如美国知名公司开发制的 RJK0328DPB型号的MOSFET,导通电阻可以低至1.6根。，且最大电流可以达到 60A,被广泛用于同步整流技术应用中。2、软开关技术4第一章绪论PWM电源通常工作在硬开关模式，开关器件在工作过程中存在电流和电压的 交叠部分，因此会给开关管带来很大的损耗，如图1-3所示为工作在硬开关模式的 MOSFET,MOS管在导通和关断时存在重叠部分，造成开关管的导通损耗和关断损耗。而且在开关高频化的情况下损耗更加严重，影响了频率进一步的提高，同时大体积散热片的应用也增加了电源的体积，阻碍了电源的高功率密度的发展网。图1-3硬开关模式为了降低开关损耗，研究者设计出了软开关技术，即ZVS（零电压开关）和 ZCS（零电流开关）。软开关的使用很好的解决了高频时效率低下的问题吵口，提 高了系统效率。图1-4中是采用软开管技术的MOSFET漏源极电压和电流波形，当漏源极电压降为零之后MOS管才导通，因此在开通的过程中不存在电流和电压 重叠的部分，没有开通损耗。但是关断期间电流和电压存在重叠部分，存在关断 损耗。软开技术的应用降低了 MOS管在开通时候的损耗，提高了电源效率。同理，也可以应用软关断技术提高效率。例如，采用移相全桥软开关技术的30A/48V的 开关电源重7kg,比硬开关的同类产品轻40%。软开关技术的应用减小了散热片的 体积，从而也减小了电源体积，也提高了电源的效率。根据参考文献12记载，目 前国外DC/DC电源模块（48V/12A）总效率可以达到96%。3、同步整流技术在低压大电流输出的应用中，由肖特基二极管正向压降产生的功率损耗成为 整个开关电源的最大损耗，限制了效率的提高。因此，研发人员通过同步整流技 术来提高低电压输出、大电流电源的效率。通过采用导通电阻极低的功率MOSFET 来替代整流二极管从而降低了整流电路的损耗，提高了电源的效率API。4、控制技术开关电源的控制主要实现开关管的导通和关断，同时结合输出端采样反馈信 5电子科技大学硕士学位论文号控制输出端电压稳定的目的。其中开关的调制分为PFM调制，PWM调制和 PWM-PFM 调制。PWM(Pulse Width Mo dulatio n)调制是最常用的调制方式，通过保持开关工作 频率不变改变开关导通时间的方式来控制输出的稳定，其控制回路相对简单。优 点在于满载时效率很高缺点在于轻载的时候效率相对较低。PFM(Pulse Frequen cy Mo dulatio n)调制是通过保持开关管的导通时间或者关 断时间不变，调节工作频率，从而调节导通时间所占比例的长短来控制输出稳定 的方式。PFM调制方式在轻载的时候有很高的效率，但是在重载模式下的效率相 对PWM调制要低，控制频率的变化同时为滤波器的设计带来了很大的难度，也为 增加了系统的不稳定因素。PWM-PFM混合调制模式是很好的结合了 PWM模式和PFM模式的优点。通常将轻载时工作于PFM调制，重载的时候通过芯片内部的逻辑控制单元自己切 换到PWM模式，从而使系统在轻载和重载时的效率达到最大。但是由于内部控制 单元的复杂性，增加了控制芯片的难度，同时增加了电源的成本。在最早的PWM调制模式中通常采用电压控制模式,输出电压的微小变化通过 误差放大器检测然后通过PWM电路直接控制，整个控制电路比较简单，但是环路 的动态响应慢，占空比的改变通常有几个周期的延迟，导致输出电压的纹波较大，因此不太适合用于对纹波要就高的通信系统中。为了精确的控制输出电压，提高响应速度，电流控制模式应运而生。电流 控制模式中有两个控制回路，由采样输出电压信号的误差放大器构成的电压回路 和初级电流采样信号的比较器回路组成。在整个控制的响应速度比电压控制的快。在电压控制模式中输入电压的变化要经过输出电感和误差放大器的延迟，因此响 应速度比较慢。在电流控制模式中可以避免这样的延迟。当输入电压增大时，输出电感电流上升斜率变大，通过变压器反射到原边的 电流上升斜率也增大，在被检测的输出误差信号在传输到PWM控制器之前，开关 管的导通时间由原边测到的峰值电流信号的改变就能立即缩短，因此减小了输入 电压的变化对输出电压变化的影响。常用的电流控制芯片如UC1846,UC3842,UC3846 等。5、拓扑结构演化电源的拓扑结构纷繁复杂，从最早的BUCK、BOOST电路演变到推挽、正激，反激、全桥、半桥，双端正激、LLC谐振等几十中拓扑结构，每种拓扑结构有着 自身的特点和应用范围。因此，在实际应用中，需要根据输出功率，输出电流、电压大小等应用指标选择合适的拓扑结构。正激变换器应用非常广泛，常用于 6第一章绪论150200w的场合。反激变换器由于不需要输出滤波电感，可以减小变换器体积,降低成本，因此常用于V150W的小功率电源应用中，特别是在多输出电源中对于 降低成本和减小变换器的体积尤为重要。此外反激变换器不需要高压续流二极管,非常实用于高压、小功率（电压V5000V,功率V15W）的应用场合。而全桥和 半桥拓扑结构通常应用于大功率的应用场合，桥式拓扑中开关管关断时的漏源极 电压为输入的电压大小，能将变压器漏感钳位到输入电压大小，开关关断时电压 应力小，不像推挽的为输入电压的两倍，因此比较适合应用于高输入电压、大功 率场合。LLC谐振拓扑结构在宽带输入电压和大的负载范围内都能实现软开，因 此效率很高，在航空、通信、等电源系统中应用很广泛。总之，半导体技术的发展推动了电源技术的进步，高性能器件的使用，以及 新技术和新拓扑的出现进一步提高了电源的效率，也提高了电源功率密度。1.2.2 DC/DC电源发展趋势在大型服务器和通信系统中由于功能的不断增加，系统的功耗非常大，通常 采用系统效率高，适应性强，可靠性高的分布式供电系统。直流分布式电源系统以2。】如图1-5所示。将220V/380V的交流电通过前级的AC/DC变换器转化成直流输 出（48V）,然后针对不同系统对电源的要求，再通过DC/DC变换器转换成合适 的电压输出，DC/DC变换器在直流分布式电源中占用非常重要的部分。为了降低 系统功耗，系统供电电压不断减小，然而供电电流在不断增加，未来的超级计算 机系统要求L3V、1200A的电源模块，因此，为了适应计算机和通信系统对电源 的要求，DC/DC模块电源的主要从一下几个方面发展mi。图1-5分布式电源系统中的DC/DC电源1、高频化：提高开关频率，减小变压器体积，同时也减小输出滤波器大小,7电子科技大学硕士学位论文减小了电源体积，也提高了功率密度，满足电产品小型化的发展趋势。2、软开关技术：软开技术是电源工作在高频状态下必须考虑应用的技术，软 开的使用能降低高频下开关管的损耗，可以减小散热器的体积，因此是提高效率 和功率密度的有力保障。3、低电压、大电流输出：由于CMOS电路的损耗和电源电压的平成成正比关 系，为了降低功耗，微处理芯片的工作电压越来越低，需求的电流越来越大，因 此低压大电流输出的电源模块是以后的发展方向。4、平面化：由于电源功率密度越来越高，将广泛采用贴片元件以满足电源尺 寸大小，也便于大规模自动化的生产。同时，平面变压器的使用大大降低了变换 器的高度，为开关电源的平面化发展创造了条件。1.3 本文主要工作随着超大规模集成电路的快速发展，低压、大电流输出的开关电源成为了研 究热点。本文以有源钳位正激变换器为研究对象，研究制作一款高效率、高功率 密度的低压大电流模块电源。论文的研究内容如下：1、拓扑结构的研究对开关电源中常用的拓扑结构进行分析研究，对比各种拓扑结构的特点，选 择适用于低压大电流输出的拓扑结构，本文最终选择有源钳位正激变换拓扑结构,并详细的分析了该拓扑结构的工作原理和设计过程。2、同步整流技术的研究在低压大电流应用中，次级整流电路中常用的肖特基二极管的损耗非常严重,影响电源的效率，采用同步整流技术可以有效的解决这个问题。本文通过对现有 的驱动技术进行分类研究，分析不同驱动技术的优缺点和应用范围。在此基础上，结合有源钳位拓扑结构的特点以及应用情况（输入电压范围，输出电压，输出电 流大小），设计合适的同步驱动电路，提高电源效率。3、平面变压器研究标准的DC/DC模块电源有严格的尺寸标准。传统变压器因体积大，高度不能 符合设计需求，平面变压器可以很好的解决这个问题，而且和传统的变压器相比，平面变压器有着效率高，漏感低的优势。通过对平面变压器设计的研究，本文采 用PCB电路板设计制作出高效率平面变压器。4、电路仿真和样机制作结合理论分析完成电路的设计，并通过仿真软件验证和优化电路参数。最后 完成实验样机的制作和测试工作，测试结果验证了理论分析和仿真的正确性。8第二章有源钳位正激变换器第二章有源钳位正激变换器正激变换器是由最基本的buck降压变换器加隔离变压器变化过来的拓扑结构 3I。变压器的使用，不仅实现了输入与输出的电气隔离，同时通过改变压器匝数 比可以实现升压的作用，而buck变换器只能降压。增加变压器的绕组还可以实现 多路输出。因此，广泛用于150W-200W的中小功率应用中2引。例如计算机主机电 源，通常由单端正激或双端正激变换器构成，其输出电压可以低值3.3V,最大输 出电流达504。随着低压、大电流、高功率密度的模块电源的迅速发展，正激式拓 扑结构也越来越受到关注。2.1 传统的单端正激变换器传统正激变换器如图2-1所示，此处不考虑复位电路。由功率开关管Q、隔离 变压器、整流二极管D1、续流二极管D2、输出滤波器LC组成。和buck变换器 相比，该电路多了一个隔离变压器和二极管。和反激式变换器不同的是，正激变 换器的变压器只做电气隔离使用，不再起电感储能的作用。因此，正激拓扑中的 变压器和反激式拓扑中的变压器有着根本的不同。图2-1不带复位电路的正激变换器图2-1中电路的工作过程可以简单的分为两个阶段。第一阶段：当开关管Q导通的时候，次级整流二极管D1正向导通，能量通 过变压器直接提供给负载。续流二极管D2处于关断状态，因此，D2阴极电压很 高，忽略开关管导通压降和二极管的压降，对于给定的变压器匝数比为N,则续 流管D2阴极电压为：9电子科技大学硕士学位论文(2-1)该电压的大小可以确定续流二极管的耐压值。整流二极管之后的电路工作情 况和buck变换器一样，输出电压和输入电压的关系为：Vout=VdrXD=,xD(2_2)式(2-2)中，Vor为D2阴极电压，N为变压器初级与次级匝数比，D为占空比，为导通时间和开关周期的比值(D=n/7)，Wv为输入电压，出夕为变换器输出 电压。电压加在变压器初级，变压器初级励磁电感上的电流线性增加，电流的变 化如图2-2所示：图2-2开关管导通期间波形电流的大小随时间的变化为:VLmag(2-3)Lmag为变压器励磁电感。在变压器次级，输出电流从变压器次级同名端流出，由于变压器的耦合关系，次级电流将通过匝数比折算到原边，于是流过变压器初 级或原边开关管Q1的电流为：/qi(t)=(t)+4)(2-4)10第二章有源钳位正激变换器I s为次级电流，等于输出电感的上的电流。此时，变压器次级电压加在电感上，使得电感电流线性上升，上升时间为开关导通时间，根据电感电流公式可以 计算出次级的电流表达式:V IN/_V(2-5)为开关导通时次级电感上的初始电流。通过上两式结合得出变压器原边电 流为：(2-6)从表达式中可以看出，变压器初级电流由励磁电流和次级折算电流组成，在 实际测试过程中很难将两者分开。第二阶段：当开关管断开后，变压器的同名端将变为负，二极管Q1截止，输 出电感电流开始下降，电感两端电压极性改变，续流二极管Q2开始导通，将电感 电压的钳位到比输出地低一个正向压降的大小。电感两端的电压的绝对值等于输 出电压，那么，电感电流下降的斜率为：VS _ vOUT1 L（2-7）通过上面分析可以看出，整个过程中变压器励磁电感（在反激式拓扑称（，在正激式拓扑中称）中存储的能量是不参与前级和后级之间的转移换的，因 此，必须设法将这部分能量在开关关断期间进行处理。否则，通过几个周期之后，由于磁芯的慈通密度一直沿着磁滞回线的一个方向运动而不回到起始位置，会导 致磁芯达到饱和状态侬】。饱和的磁芯是不能承受所加的电压，最终导致开关管的 损坏。为了实现磁芯在一个周期内复位，通常有三种方式来完成。第一种是RCD 钳位复位，第二种是通过变压器第三绕组复位，第三种是通过有源钳位电路复位。2.1.1 几种复位方式对比（一）第三绕组复位通过变压器第三绕组复位是正激换器最早普通的方式，如图2-3所示，工作方 式是在变压器上增加另一个绕组，匝数通常与原边匝数相等，结构简单方便。开关导通期间，由于二极管Dr反向偏置，复位绕组中没有电流流过，此时二 极管阴极电压很高，电压值为：N3队+大限(2-8)11电子科技大学硕士学位论文原边开关管Q关断后，励磁电流使变压器初级电压反向，变压器同名端为负 电压，此时复位绕组的同名端被二极管Dr钳位，在不考虑二极管压降的情况下,当初级绕组和复位绕组匝数相等，即Np=NRo那么复位绕组和初级绕组的电压值 相等，忽略漏感的影响，则原边绕组的异名端电压，也就是开关管的漏极电压为 2%v，如果此电压的持续时间足够，满足伏秒平衡的条件，磁芯可以得到复位。在 变压器设计中，复位绕组和初级绕组的匝数比n通常有两种选择：图2-3第三绕组复位的正激变换器当n=l,多数情况都取这个值。漏极电压为输入电压的两倍，初级绕组置位电 压等于复位电压而且时间等，因此，为确保磁芯在关断期间复位，占空比不能超 过50%,通常设为45%,以便确保有安全裕度。当n Vl,此时复位电压大于置位电压Vw，变压器退磁比磁化的时间短，占空 比可以大于50%,但是需要更高耐压值MOSFET。开关导通期间励磁电流线性上升，励磁电感储能。在关断期间能量从Np转移 到了 Nr,此时励磁电流线性下降。整个过程中励磁电流没有反向，只是在单一方 向上升下降，变压器只工作在第一象限，磁芯利用率不高。（二）通过RCD钳位复位使用RCD钳位复位技术可以使占空比超过50%,而且使用RCD钳位技术的 成本比较低，因此该复位技术也常被用于正激式电源中。RCD钳位的工作方式类 似于反激式变换器中的漏感复位方法。如图2-4所示：当开关Q导通，励磁电流线性上升，D1导通，D2截止，开关管Q中的漏源 电容放电，De反向偏置，钳位电路处于不工作状态。当开关管Q关断后，励磁电感首先和Q的结电容谐振（结电容由漏源电容、变压器原边等效电容和副边总电容折算到原边构成），漏极电压快速增加，当漏 极电压达到Vw时，续流二极管Q2开始导通，整流管开始断开，在整个短暂时间 12第二章有源钳位正激变换器内，由于两个二极管同时处于导通状态，因此原边励磁电感暂时短路，由漏感和 结电容继续谐振。当电压上升到Vw+Vc时，二极管De开始导通，磁芯开始复位。复位开始后，励磁电流开始线性下降，当励磁电流降为零时，变压器磁芯复位完成，二极管De 断开，励磁电感、漏电感继续和结电容谐振，励磁电流反向流动，使变压器工作 在第三象限。图2-4 RCD复位的正激变换器当漏极电压降到输入电压大小，副边整流管Q1开始导通，此时励磁电感两端 电压为零（忽略续流管的压降），励磁电流为负向最大值并停止变化，直到下一个 周期开始。该结构的缺点是，工作方式十分复杂，因为有不同的谐振过程，加大了设计 的难度，而且由于结电容是有几个部分组成很难确定其准确的大小，给调试增加 了难度，并联在复位电容上的电阻损耗了一部分能量，降低了变换器的效率。（三）谐振复位技术谐振复位为磁芯复位提供了一种无损耗的复位方法，常常用于低功率的 DC/DC变换器中。该谐振电路由励磁电感和漏极结电容组成，结电容如上所述一 样，由开关管Q的漏源电容、变压器原边等效电容和副边总电容折算到原边构成。同时，该结构占空比也可以大丁,50%,具体电路如图2-5所示。当开关管Q导通，励磁电流线性上升。此时D1导通，D2截止，结电容处于 放电状态，并很快降为零，漏源电压几乎为零。开关管Q关断后，原边电流流入结电容，开关管Q的漏源极电压增加，当漏 源极电压达到Vw时，整流二极管断开，原边励磁电感与结电容谐振，漏源极电压 呈正弦波上升，峰值电压可以通过式（2-9）计算：(2-9)13电子科技大学硕士学位论文式中Lmag为励磁电感，Cq为结电容。由于谐振过程中电流和电压保持90度 相位差，因此，当电压达到峰值时，励磁电流刚好降为零，磁芯复位。在此之后，漏源电压将继续下降，励磁电流开始反向，变压器工作在第三象限。漏源电压下 降到匕n后停止变化，副边整流管D1开始导通，原边电流励磁电流由于两端电压 为零而保持不变，当Q再次导通，又开始下一个周期工作。图2-5谐振复位有正激变换器为了确保谐振复位，复位时间必须小于开关管Q的关断时间，即半周期谐振 时间小于关断时间：“LmagCq 4(1-Dmax)丁(2-10)Omax为导通最大占空比。为了降低等式左边的值，通常可以增加磁芯气隙以 降低励磁电感，但是会增大励磁电流，造成开关导通损耗增加。调节谐振峰值电 压大小，可以使占空比大于50%,但是增加了开关管Q的电压应力。通过以上分析得知，增加第三绕组的方式虽然能使占空比大于50%,但是开 关管的电压应力也相应的增大了，在谐振复位技术中也同样会出现这样的问题。而且第三绕组的复位方式变压器只工作在第一象限，变压器利用率不高。在传输 相同功率的情况下，需要更大的磁芯，不利于减小开关电源的体积。RCD复位可 以使变压器工作在一、三象限，但是，钳位电容中存储的能量都通过并联在其两 端的电阻上消耗，不利于提高