本科毕业论文---单开关高增益升压变换器的仿真研究.doc

摘要摘要小功率光伏或燃料电池发电系统，因为电池电压很低，通常需要电压增益高达 10 倍以上的直流变换器将其升压后经逆变器输出。经典 Boost 变换器要实现高电压增益需宽占空比导通，然而宽占空比导通、高压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题；高匝比的反激变换器可以实现高电压增益，但在低压输入高压输出的场合原边匝数少，漏感大，需箝位电路限制开关器件电压应力， 能量不能高效地传输。 主要研究内容如下：阐述了Flyback-Boost非隔离型高增益直流变换器工作原理，并在此基础上给出了各个元器件的参数设计，对比传统Boost直流变换器的优缺点，保留了传统 Flyback 变换器器件数目少、电路结构简单的优点，同时又具有电压增益和效率高的特点，确定了基于串联技术直流变换器总体设计方案。分析了直流-直流变换器的动态特性，并对直流变换器进行了建模，然后根据得到的模型设计了合适的PI控制器，减少了动态响应时间，提高了噪声抑制性能，增强了系统的稳态特性。采用边界整定法试凑出满足要求的PID参数，给出了合理合乎指标要求的PID参数。对基于串联技术的直流变换器不同的工作模式进行了仿真调试，测试了在不同条件下的输出电压、电流波形。通过分析仿真结果，验证了该变换器的可行性，实现了高升压比和低纹波输出。关键词：高增益；反激升压；单开关管；低纹波AbstractLow power photovoltaic or fuel cell power generation system, because the battery voltage is low, usually need to dc converter voltage gain as much as more than 10 times of its booster after the inverter output.Classic Boost converter to achieve high voltage gain compared to wide conduction, however wide under the duty ratio conduction, high voltage output diode reverse recovery willcause serious switching loss and emi problem;High turn ratio of the flyback converter can achieve high voltage gain, but in place of low voltage input highvoltage output less the original edge number of turns, the leakage inductance of the big, need to clamp circuit limit switch voltage stress, energy of effective transmission.The main contents are as follows: elaborated Flyback-Boost non-isolated DC-DC converter works in high gain.On this basis, the design parameters of various components is calculated.Compared to advantages and disadvantages of the traditional Boost DC-DC converter, this device preserves the advantagesthe oftraditional Flyback converter device which are less number components ,small and simple circuit structure , but also has a high voltage gain and efficiency.So it determines this DC converter based on the cascade technology.Analysis of DC converter dynamic characteristic, and DC converter is modeled.It get design PI from controllerthe right model ,which can reduces the dynamic response time, improves noise immunity, and enhances the system Steady characteristic.Boundary setting method is used to make the meet the requirements of PID parameters, gives the reasonable index requirements of PID parameters.Based on the series of DC converter technology different modes of simulation debugging, output voltage and current waveforms are tested under different conditions. By analyzing the simulation results, the feasibility of the converter to achieve a high boost ratio and low output ripple.Key words: high gain；Flyback_boost；single_switch；low output rippleI目录目录第1章 绪论11.1 升压变换器的历史背景11.1.1 开发新能源的紧迫性与可再生能源的开发11.1.2 高增益变换器的现状21.1.3 开关单元高增益直流变换器21.1.4 耦合电感高增益直流变换器31.2传统的 Boost 变换器工作原理41.3 Flyback电路工作原理61.4 本文的研究内容及意义7第2章 Boost-flyback变换器82.1Boost-flyback变换器拓扑结构与工作过程82.1.1拓补结构及其工作原理82.1.2Boost-flyback拓扑工作过程分析92.2 Boost DC-DC变换器模型112.3 本章小结13第3章 电路参数计算及控制器设计143.1设计要求：143.2.主电路参数设计计算143.2.2 MOS管参数设计143.2.3 滤波电容参数设计153.2.4 电感值计算：163.2.5 Boost电路二极管设计163.3控制器设计163.3.1 控制器的应用背景163.3.2 控制器设计173.3.3 PID参数整定口诀：183.3.4 试凑法求PI参数183.3.5 试凑数据总结：223.3.6 基于边界整定法的经验公式：223.4 本章小结23第4章 主电路的仿真及结果分析244.1 PSIM电力电子仿真软件244.2 仿真输出结果及分析254.2.1 仿真主电路254.2.2 变化的输入电压，输出电压的响应曲线284.2.3负载突加的实验仿真波形294.3 本章总结31第5章 总结与展望325.1 全文总结325.2 后期展望32参考文献33致谢37I第1章 绪论第1章 绪论1.1 升压变换器的历史背景1.1.1 开发新能源的紧迫性与可再生能源的开发升压式DCDC变换器在通信、电子、计算机等领域有着广泛的应用前景，光伏发电领域中光伏组件模块输出电压低，为了将直流母线电压提升到常规电压以用来并网逆变，用的直流变换器必须具备高电压增益的特点，变换器的变换效率与光伏发电系统发电效率息息相关，因此，研究适合用于小功率场合、达到高电压增益、高效率要求的直流变换器成了急待解决的问题。许多学者为了解决这种新能源发电的高增益直流变换器出现的问题，提出了多种解决方案训。研究和实践表明,直接由太阳辐射到地球上的能量非常丰富，分布广泛，可以再生，而且不污染环境，每40秒钟就有相当于210亿桶石油的能量，相当于全球一天所消耗的能源，所以太阳能是国际社会公认的不可再生能源的理想替代源。全球发电业飞速发展，国际能源署预测：2020年，世界光伏发电的量占总发电量的2%；到2040年，占总发电量的20%28%。在中国可再生能源中长期发展规划报告中明确提出：到2010年，太阳能发电总容量达到30万kW，到2020年达到180万kW，到2050年将达到60000万kW。相信随着光伏发电在中国的普及和推广应用，光伏发电系统的优化设计问题越来越受到社会的重视。最为清洁的可再生资源太阳能，具有非常大的优势和丰富的开发利用底蕴。从转换能量的方式，太阳能主要利用在个领域：光热转换(太阳能热力发电、太阳能灶、太阳能热水器、太阳能海水蒸馏器、太阳能清洁能源房等)光电转换(光伏发电系统)和光化学转换（太阳能制氢、制氧等)，其中最为主要的应用形式是利用太阳能光伏发电。近年来，对于利用太阳能来光伏发电技术进行了很深入的研究，所以取得了前所未有的发展，通过太阳能的光伏并网发电成为利用太阳能的主要方式之一。钻研利用光伏并网来发电的技术对延缓能源枯竭、促进生态环境和维持经济的可持续运转与发展具有重大理论和现实意义。一般来说光伏阵列电池的输出电压比较小，必须经过DC-DC 升压电路才能符合后级并网逆变器母线的标准。因为要提高整个系统的效率，必须选有高增益、高效率的特点的前级变换器来实现。图1-1实例原理演示图1.1.2 高增益变换器的现状现广泛采用的升压变换器电路可分为两类：一类是变压器隔离方式，典型电路是Boost 升压电路和Flyback 升压电路；另一类是非隔离的 C 耦合式或开关式电容，Boost 电路的优点是可以是输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可以获得很高的功率因数，该电路的带你干电流即为输入电流，因而容易调节，同时开关管驱动信号与输出共地，股驱动简单，此外输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此对输入电压变化适应强。但是孰能电感在Boost 升压电路中起着极为关键的作用，一般而言，其电感值越大，匝数越多，阻抗就越大，这样就会容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的寿命。同时受到开关管电压应力、变换效率等因素，限制了电路体积的进一步减小 ，同时分布参数也制约了其效率的提高的限制；后者电路简单,能高效提供直流多路输出必须符合输出多组的要求，转换效率比较高,损失相对较小，比值较小的变压器匝数，输入电压可以很大的范围内波动,仍可有比较稳定的输出,目前已可在85265V交流输入 间.实现无需切换达到非常的稳定输出。输出电压具有较大的纹波,不高的负载调整精度,所以输出功率得到限制,通常应用于150W 以下；在电流连续下的转换变压器(Continuous Current Mode，CCM)模式下工作,有很大的直流分量,易引起磁芯饱和,可以在磁路中加入气隙来解决,从而使变压器体积偏大；变压器具有直流电流成份,会同时工作于CCM/DCM(Discontinuous Current Mode,DCM)两种模式下,故在设计变压器时非常困难,迭代过程较繁琐。1.1.3 开关单元高增益直流变换器电感、电容作为储能元件，具有电源的性质，将开关管、二极管与储能元件相组合，构成开关单元，通过控制开关管导通/关断状态的切换，改变变换器中多个储能元件间的连接方式，可以达到高电压增益的效果。根据储能元件的不同，可分为基本的开关电感升压变换器与开关电容升压变换器，图 1.4(a)、1.4(b)分别为对应的拓扑结构。(A): 开关电感 Boost变换器当开关管S开通时，两个电感 L并联被输入电源 Vi充电，而当开关管 S 关断时，两个电感 L1、L2串联对负载释放能量。该变换器有如下优点：(1) 电感电流的减小使可以用体积较的小单个电感；(2) 两个工作模态一致的电感，可以在一个磁芯之上放置；(3) 拓展了 Boost 变换器电压增益的特点。而此变换器缺点主要体现在：(1)因占空比不能过大的限制，该变换器的电压增益大部分情况不高于 10倍；(2)输出电压即为功率开关管的电压应力，这会给开关管带来非常大的导通电阻，因为具有较大的输入电流的高增益变换器，开关管会产生很大的导通损耗；输出电压即为输出端的二极管电压产生的应力，在硬关断的条件下，具有较大的反向恢复损耗。(B): 开关电容型Boost 变换器当开关管当S开通时，电容C2被充电，C1、C3对负载释放能量；开关管S关断，电容C2释放能量C1与C3被充电。该变换器有如下优点：(1) 电压应力较低的变换器的功率开关管；(2) 承受较小的反向电压的输出侧二极管；(3) 比 Boost的电压增益变换器高两倍；(4) 输出侧很多电容间具有自均压的能力。该变换器缺点：(1) 受到占空比不能过大的限制，该电压增益一般不高于10；(2) 输入电流可以视为电感电流，考虑到变换器为低压大电流输入，具有较大体积的磁性器件；(3) 该变换器的功率开关管电流有效值过大，导通损耗的增大在一定程度上降低了整个系统的效率。 (a)开关电感Boost变换器 (b)开关电容Boost变换器图1-2输出侧多电容串联结构耦合电感高增益直流变换器1.1.4 耦合电感高增益直流变换器同样的，耦合电感的副边绕组具有电源的性质。与隔离型拓扑相似，增加耦合电感原副边绕组匝比 n，即可获得较大的电压增益，按照输出侧滤波电容的连接方式的不同，耦合电感高增益直流变换器可以分为输出侧多电容结构耦合电感高增益直流变换器以及输出侧单电容结构耦合电感高增益直流变换器。(A): 输出侧多电容结构耦合电感高增益直流变换器将 Boost 变换器的滤波电感作为耦合电感的原边绕组，再将副边绕组整流输出并与Boost输出电容串联，可以得到输出侧多电容结构耦合电感高增益直流变换器拓扑族。根据副边绕组整流形式的不同可以分为半波整流、半波倍压整流、全波整流、中心抽头整流、全波倍压整流结构。图 1.1(左)所示为耦合电感采用半波整流形式而衍生出的 Boost-反激变换器的拓扑结构，变换器的输出电压为Boost 电路与反激电路输出之和，增加耦合电感的匝比n，可以获得很大的电压增益。随后，在Boost-反激变换器的基础上，图 1.1(右)所示的Boost-全波整流变换器被提出，改进了半波整流结构在电压增益、输出二极管电压应力等方面的不足。输出侧多电容结构耦合电感高增益直流变换器具有以下优点：(1) 开关管电压应力较低；(2) 无源箝位回路可以降低开关管电压应力，抑制电压尖峰；(3) 变换器电压增益可以通过提高耦合电感的匝比 n 进行扩展。图1-3输出侧单电容结构耦合电感高增益直流变换器输出侧多电容结构耦合电感高增益直流变换器的缺点则是：(1) 耦合电感副边整流二极管电压应力过大；(2) 功率开关管电流应力较大。(B): 输出侧单电容结构耦合电感高增益直流变换器输出侧单电容结构耦合电感高增益直流变换器，合理的设置耦合电感的匝比 n，可以获得较大的变换器电压增益，漏感的能量通过二极管 D1以及箝位电容 Cc实现无损的转移；在此基础之上，提出了有源箝位的单电容输出耦合电感高增益变换器可以实现功率开关管以及箝位开关管的零电压开关，提高了开关频率。随后，多绕组耦合电感高增益变换器被提出，进一步扩大了电压增益。此类变换器具有以下优点：(1) 开关管电压应力较低；(2) 利用箝位回路耦合电感漏感能量可以被无损的转移；(3) 变换器电压增益可以通过提高耦合电感的匝比 n 进行扩展。而该类变换器的缺点则是：耦合电感输出侧整流二极管电压应力过大。1.2传统的 Boost 变换器工作原理升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管非隔离直流变换器。Boost电路的优点是可以是输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可以获得很高的功率因数，该电路的电感电流即为输入电流，因而容易调节，同时开关管驱动信号与输出共地，驱动简单，此外输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此对输入电压变化适应强。但是储能电感在 Boost 升压电路中起着极为关键的作用，一般而言，其电感值越大，匝数越多，阻抗就越大，这样就会容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的寿命。同时受到开关管电压应力、变换效率等因素，限制了电路体积的进一步减小，同时分布参数也制约了其效率的提高的限制。经典 Boost 变换器要实现高电压增益需宽占空比导通，然而宽占空比导通、高压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题；高匝比的反激变换器可以实现高电压增益，但在低压输入高压输出的场合原边匝数少，漏感大，需箝位电路限制开关器件电压应力，能量不能高效地传输。图1-4 传统Boost拓扑图传统的Boost变换器的研究缺陷和如何改良：开通期间，二极管的反向恢复电流易使开关管通过浪涌电流，导致开通损耗并成为 EMI源。关断期间由于电路电感的作用造成了非常高的尖峰电压，所以形成关断损耗并变成EMI源。电压升压不可以太大，否则在电压较高输出时，开关管负担很高的电压。普通的Boost电路造成电路很大损耗，严重的电磁干扰，可靠性不高，由于开关的频率持续升高，此现象会更加突出。所以，在电路中必须解决此问题，最简单有效的方式是加上RC缓冲电路，但RC缓冲电路不能根本解决电路的开关损耗。电压增益提高幅度与漏感和激磁电感的比值有关，漏感越大,电压增益也越高，也即BFC在克服反激变换器漏感问题的同时，利用变压器漏感提升了电压增益，这表明，同样的原边开关管电流应力，可以实现更大的输出功率；漏感还可以限制二极管电流的变化率，改善变换器电磁兼容特性；另一方面，漏感变大也会导致开关管电压应力升高，次Boost变换器的输出电压和传统的Boost变换器输出电压是一样小，因此，可以使用低电压范围和低电阻RDS(ON)的半导体场效应管（MOSFET），大大降低了传导损耗。实际电路中，应综合考虑器件应力、电压增益等因素合理设计变压器。1.3 Flyback电路工作原理Flyback主要用在250W以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用。其有两种工作方式：一种转换方式就是完全能量，即电感断续电流工作的状态；另一种转换方式是不完全能量，即电感连续电流工作状态。工作过程：当导通MOS管时，电源电流通过变压器的原边，原边电流增大，而副边因二极管D1的原因，电流大小为0，变压器增加磁心磁感应强度，变压器储存能量；当关断MOS管时，原边电流很快降成0，在反激作用下副边电流迅速增加到峰值，随后线性减小，此时原边由于关断开关管，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。图1-5 Flyback电路拓扑图传统的Flyback变换器的研究缺陷：反激电路比较简单，所以在中小功率领域被广泛使用，通过对匝比调整，反激变压器能达到高电压的增益，但在低压输入高压输出应用场合变压器原边匝数很少，导致变压器的漏感其占激磁电感比例明显变大，漏感会令变换效率下降 ，也会造成开关管关断电压尖峰偏高，最严峻时会击穿开关管，因此应用反激变压器不容易高效率地传输能量。输出电压会有较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用150W以下。转换变压器在电流连续模式下工作时,有较大的直流分量,容易使磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,磁力线在气隙附近会有散磁通，也就是漏磁，这部分散磁通会切割邻近的导线，从而改变了邻近导线的邻近效应，使得磁场分布发生改变，从而影响漏感，而且气隙也对漏感的影响较大。变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM/DCM两种模式,故在设计变压器时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较繁琐。Boost-flyback升压变换器在功率开关管和功率二极管两端的电压较低，而且电压增益比较高，Boost-flyback升压转换器的耦合电感是电路输出端得到更高的电压；输出侧的电容可以断开缓冲器，抑制电压峰值；低额定电压的功率开关是用来减少输送损耗。引入耦合电感、Boost、Boost 组合变换等可以实现利用变压器漏感能量，并实现开关管关断电压降低，针对本设计的参数要求，Boost-flyback变换器是最合适的变换器。该变换器Flyback 变换器变压器原边电感和Boost 变换器电感共用，Flyback 变换器的开关管和Boost 变换器开关管共用，Flyback 变换器的输出和Boost 变换器的输出串联，变压器漏感能量能够回馈到Boost变换器的输出，从而获得高增益高效率特性。电路具有结构简单、开关器件电压应力减少的优点。1.4 本文的研究内容及意义非隔离型高增益直流变换器可以实现高增益、高效率的功率变换，在新能源发电，工矿照明等场合都有广泛的应用，具有重要的研究意义。为了获得高增益、高效率的直流变换器，本文的主要研究内容如下：第一章介绍了课题的研究背景、研究意义，讲述了非隔离型高增益直流变换器的研究现状、研究热点与方向。第二章首先介绍了Boost-flyback变换器的工作原理。第三章对Boost-flyback变换器控制和主电路参数计算。第四章对Boost-flyback进行电路仿真，分析仿真结果与理论计算对比。第五章对全文进行了总结，并针对研究过程中存在的问题提出了工作展望。33第2章 Boost-flyback变换器2.1Boost-flyback变换器拓扑结构与工作过程2.1.1拓补结构及其工作原理图2-1-1 拓补结构Boost-flyback升压变换器在功率开关管和功率二极管两端的电压较低，而且电压增益比较高，Boost-flyback 升压转换器的耦合电感使得电路输出端得到更高的电压输出；输出侧的电容可以断开缓冲器，抑制电压峰值；低额定电压的功率开关是用来减少输送损耗。引入耦合电感、Boost、Boost 组合变换等可以实现利用变压器漏感能量，并实现开关管关断电压降低， 但拓扑和控制变得复杂。本文基于Boost 拓扑与反激拓扑的有机组合，研究一种新的高升压比、高效Boost-flyback(Boost-flyback-Conventer ,BFC) 变换器拓扑。Boost与Flyback变换器输入级具有相同的结构，将两个变换器的输入级共用、输出级串联则构成了BFC，中Lp、Ls和Lk分别为变压器的激磁电感和漏感，NP和NS分别为变压器原副边绕组，且NS:NP=n。BFC中，D1相当于Flyback变换器的输出二极管，D1相当于Boost变换器的输出二极管，与反激变换器类似，通过改变变压器匝比可以提高输出电压增益，D1实现了主开关管的电压钳位，同时将变压器漏感能量传输到了输出侧。采用输入并联输出串联结构可以进一步提高输出电压增益，同时减小输出电容的电压应力，减小输入输出电压或电流纹波，且有利于减小每个变压器的功率等级 ，改善器件电压应力。图2-1-2 Boost-flyback拓扑图Boost-flyback变换器的优点：Boost 环节与反激环节输入支路共用，零电压开关管开通，零电流关断二极管，二极管的反向恢复问题就不存在了，其变换的效率也极高。Boostflyback 采用串联结构的变换器输出端，提升了输出的电压其增益，变换器采用两路并联输入输出串联的方案，更大的提高了变换器其电压的增益，同时减弱了器件的应力、减弱了输出输入电流或电压的纹波，对于具有反激电路的变换器，一样的关开管电流应力，得以实现更高的功率输出。拓扑也非常简洁，功率的密度不高，成本也大大降低。DCM模式下工作的变换器，开环模式也可以控制输出的功率，除此以外，开关管共地驱动，所以驱动、控制十分简单。2.1.2Boost-flyback拓扑工作过程分析在进行具体的工程计算之前，先在理想状态下分析电路工作原理。理想假设如下：(1)变换器以工作在稳定状态；(2)滤波电感足够大，以保证在功率开关的一个周期中，其电流基本不变；(3)电路中所有元器件均为理想器件。根据波形图，可以把电路的一个工作周期分为4个模态。下面具体对四个模态进行分析，从而进一步了解其工作的具体过程和原理。设计电路时，首先对于变压器电感的量应该明确。临界连续的电流决定电感值。临界连续时，在晶体管关断瞬时，次级电流刚好下降到零。临界的连续是特例的连续。安匝恒频的连续模式的反激变换器电流输出降低就会进入断续模式。断续模式的下一级电流维持时间短于开关管的截止时间。零电流导通晶体管，二极管输出整流并且零电流关断。和连续模式对照，功率开关管的关断电流比连续模式电流大出多倍，关断变换器的损耗增加，同时漏感引起功率损耗也会加大。图2-1-3电流连续波形(波形a)、和电流临界连续波形(b)和电流断续波形(c)变换器工作过程分析如下：阶段 1t0，t1 t0起始时刻S已稳定导通闭合，D1反向截止断开，D2反向截止断开，C1、C2电压相等。在此阶段，反激电感的电流持续上升直至t1时升到峰值，存储的能量增加到最大值，同时次级二极管被放置在反激式变换器D1偏置反向，Boost的续流二极管D2关断。输出电容存储的能量供电给负载(S导通 ，D1、D2关断)。如图2.1.4t0,t1。 图2-1-4t0,t1阶段 2t1 ，t2 t1时刻,信号控制作用S关断，两个途径传递电感能量传递给负载：部分储能经过反激电感传递能量给次级传递；另一部分能量通过电感漏感和续流二极管串联向负载供电(S关断，D1、D2导通 )。如图2-1-5 t1,t2。 图2-1-5 t1,t2阶段 3 t2，t3 该阶段，电感副边电压不足驱动二极管导通，D1二极管关断，电感中的能量和电源继续经D2电路向负载供电，直至S重新导通。到这一阶段，电路完成一个工作周期。也就是此阶段末尾，开关管S又重新导通开始下一个工作周期。如图2-1-6t2,t3。图2-1-6t2,t32.2 Boost DC-DC变换器模型从本质上来说，Boost变换器在电感充电的过程中，同Boost变换器开通过程一样。当开关控制关闭，开关管导通提供回路共电感放电。虽然需要更多的元件和额外的开关逻辑时序，但是该拓扑提高了工作效率，更快的开关导通时间，与二极管相比更低的场效应晶体管串联电阻。一个平均电路模型可以表示的寄生电阻效应升压转换器;在里面，一个非线性大信号模型实际的开关元件可以得到。此模型是用于电压的设计和分析有用和电流回路和用于输入和输出阻抗该转换器平均电流控制。采用直流和小信号电路模型，包括寄生分量导出的方程为直流电压增益和效率。以恒定频率以及控制稳态分析策略在可变频率模式的变形回扫变换器。升压转换器单元的电流共享特性已被来自用于解析表达式稳态运行。由采用耦合电感，一个集成的升压，反激转换器与高电压增益，提出了高效率、高电压升压转换器的增益，其中的操作类似于其对应与的有源钳位电路，只有一个二极管代替活跃的电源开关。 图2-2 Boost变换器结构图Boost拓扑电路, 可以分别写出 Boost 变换器开通和关断状态方程。 因为每一个开关周期都是非常短暂的, 所以我们在一个开关周期内用空间状态平均法来综合两个阶段的方程, 可得到一个有关输出电压和开关频率的非线性状态方程。Boost DC-DC变换器结构图见图2-2。用状态空间平均模型来描述同步DC-DC Boost变换器，有： (2-1) (2-2)其中L为电感感值，C为电容容值，R为负载电阻，输入电压，电感电流，输出电压，为占空比。 重新整理以上公式，变换器的输出电压可以表示为： (2-3)式中: Uo 代表输出电压; Ts 代表开关周期; 代表开通时间比例; 代表输入电压; 代表电感电流。2.3本章小结本章介绍了Boost_Flyback电力变换器的工作原理，分析了此电力变换器在系统中的功能作用。通过对用户提出的性能分析，进行Boost_Flyback电力变换器的电路拓扑结构的分析，确定了以Boost_Flyback拓扑作为系统的主电路。重点分析Boost_Flyback电力变换器的工作过程中的各个工作模式下的能量流向，对变换器的工作状态有很好的理解。也大概知道了Boost_Flyback的缺陷和通过什么方式进行改进。只是简单的进行了对其可靠性的分析，设计可靠性的理论验证，下面会进行具体的参数设计和具体的仿真研究。以达到任务要求的标准。 第3章 电路参数计算及控制器设计3.1设计要求：设计单开关高增益升压变换器：输入电压：20V40V输出电压：400V额定功率：100W开关频率：100kHz短路能力：输出短路时具有电流限制能力，故障解除后能自然恢复；保护功能：具有输出过压和欠压保护、过流和短路保护、输入反极性保护以及输入欠压保护。3.2.主电路参数设计计算3.2.1变压器匝数计算在最低输入电压时，占空比达到最大值，为保证电路的功率装换效率，Dmax=0.7。 (3-1) (3-2) 在忽略等效电阻的情况下： (3-3)设最大占空比为0.7，最小输入20V，最大输出400V代入上式，得匝数比n=7。3.2.2 MOS管参数设计当开关管导通的时候，流过MOS管的电流等于电源的输入电流减去二极管D1的电流。当开关管关断的时候，MOS管中没有电流通过。 (3-4) (3-5) (3-6) (3-7) (3-8) (3-9)当输入电压最低时，流过MOS管的电流最大： (3-10)预留MOS管最大电流裕量，设最大电流为10A。当输入最小，输出为最大，MOS管关断时，MOS管两端的电压最高。将D=0.7，Vin=20V 代入Boost的输入输出电压公式: (3-11) (3-12)计算得到Boost的输出电压为66V，留出裕量，则设MOS管两端最大电压为100V。选择MOS管时，在网站上面输入最大漏源电流，最大漏源电压，然后选择比较常用的开关管品牌。最后选择英飞凌公司的IPP50R399CP，其最大漏极电流为9A，最大漏源电压为560V，满足设计要求。3.2.3滤波电容参数设计在次级Boost 变换器和次级Flyback 变换器有相同的电压和电流，由于输出的电压纹波的有限制条件，为了确保输出电压的稳定。本电路采用的是RC滤波，需要满足：（35）RC=T/2；这里取4RC=T/2。R=U*U/P,将U=400，P=100代入得到电阻R=1600。本开关电源的频率为100kHz,因此T=10us。 (3-13)电容值取得越大滤波效果越好，在实际电路中取值220uf。在功率变换效率最高时，C1 和C2 的输出电压时相同的，流过的电流也是相同的，故选择电容值时两个电容规格选取一致。3.2.4电感值计算：由于此电感在其中的Boost电路中作为电感使用，在Flyback电路中作为变压器使用，因此电感值取决于Boost电路。计算Boost电路电流处于临界状态时的电感值： (3-14)其中Vi为输入电压范围为2040V，D为占空比，f为开关频率，Io为输出电流，当电感的值小于此，随电感量的提升输出纹波变非常明显，当电感量大于时的L，输出的纹波随电感值的增加几乎不变小,增加了电感量能降低磁滞的损耗，另外鉴于输入的波动等其他方面影响取L=240uH。3.2.5 Boost电路二极管设计其承受最大反向电压为Boost电路的输出电压和MOS管一样，为66V，电流为Boost电路的最大电流： (3-15)设其最大反向电压为100V，最大电流为10A。由于开关频率很高，选择肖特基二极管，ST公司的STPS10H100CFP.最大连续正向电流为10A，最大反向重复电压为100V，满足设计要求。3.3控制器设计3.3.1控制器的应用背景在实际应用中，如果Boost_flyback变换器工作在开环状态，就不能对能量传输进行控制，只要出现了扰动就会引起系统的不稳定，甚至不安全隐患，因此必须对Boost_flyback变换器进行闭环控制。单环控制系统因其结构组成简单设计研究便捷被广泛使用，对开关变换器，一般对输出电压控制，但当系统因输入的电压变化或者负载的突降突增波动，输出的电压不能很快对这些扰动产生反应，所以单环控制的系统反应响应延长，输出的电压产生较大的波动甚至出现震荡不稳的现象。所以本课题采用单闭环控制系统对电压电流来Boost_flyback变换器进行控制。闭环控制系统是最常用的峰值电流闭环控制系统和平均电流闭环控制系统。峰值电流的闭环控制系统是电压控制回路作为控制变量，峰值电压通过开关管作为反馈，电压控制回路的输出信号，开关电压管断续状态只能被用于控制电压峰值，所谓的峰值电压闭环控制系统;平均电压的闭环控制系统是电压控制回路作为控制变量的输出信号时，电压流过电感器作为反馈，电