程课设计配合控制有环流可逆调速系统--毕业设计.doc

摘要转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能很好、应用最广的直流调速系统。根据晶闸管的特性，通过调节控制角大小来调节电压。基于设计题目，直流电动机调速控制器选用了转速、电流双闭环调速控制电路。在设计中调速系统的主电路采用了三相全控桥整流电路来供电。本文首先确定整个设计的方案和框图。然后确定主电路的结构形式和各元部件的设计包括触发电路和励磁回路的设计，同时对其参数的计算，包括整流变压器、晶闸管、电抗器和保护电路的参数计算。接着控制电路的设计包括电流环、转速环的设计以及反馈回路（电流反馈、转速反馈）的设计。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行嵌套联接。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称做外环。先确定其结构形式和设计各元部件，并对其参数的计算，包括给定电压、转速调节器、电流调节器、检测电路、触发电路和稳压电路的参数计算,最后画出了调速控制电路电气原理图。关键词： 双闭环；=；有环流；可逆调速 目录摘要1目录2第1章 设计要求31.1概述41.1.1晶闸管-电动机直流调速系统简介41.1.2配合控制有环流可逆调速系统概述51.2本设计主要任务5第2章 控制系统整体方案设计62.1 双闭环直流调速系统62.2=配合控制的有环流VM可逆调速系统7第3章 主回路设计133.1 主回路参数计算及元器件选择（一）133.1.1整流变压器的参数计算133.1.2. 整流元件晶闸管的选型143.2.3电抗器的设计153.3主回路参数计算及元器件选择（二）153.3.1过电压保护153.3.2过电流保护183.4触发回路设计193.5励磁回路设计22第4章 控制回路设计234.1 电流环设计234.2转速环设计274.2.1 转速调节器的设计274.2.2 转速超调的抑制转速微分负反馈314.3反馈回路设计334.3.1 电流反馈334.3.2转速反馈设计34第5章 辅助回路设计345.1限幅电路345.2反相器355.3直流稳压电源365.4给定电路385.5 操作回路38设计感想39致谢40参考文献41第1章 设计要求设计题目：采用=配合控制的有环流VM可逆调速系统设计设计要求：动态性能指标：电流环超调量 ； 空载启动到额定转速时转速超调量 。参数：第三组：直流电动机型号Z2-101额定容量（KW）2.2额定电压（V)220额定电流（A)12.5最大电流（A)18.75额定转速（rmp)1500额定励磁电压 220V0.103电动机电枢电阻1.06电动机电枢电感8.93其它参数名称数值整流侧内阻0.037整流变压器漏感0.24电抗器直流电阻0.024电抗器电感3.21.1概述1.1.1晶闸管-电动机直流调速系统简介20世纪50年代末，晶闸管（大功率半导体器件）变流装置的出现，使变流技术产生了根本性的变革，开始进入晶闸管时代。由晶闸管变流装置直接给直流电动机供电的调速系统，称为晶闸管-电动机直流调速系统，简称V-M系统，又称为静止的Ward-leonard系统。这种系统已成为直流调速系统的主要形式。图1.1是V-M系统的简单原理图。图中V是晶闸管变流装置，可以是单相、三相或更多相数，半波、全波、半控、全控等类型，通过调节触发装置GT的控制电压Uc来移动触发脉冲的相位，以改变整流电压Ud，从而实现平滑调速。由于V-M系统具有调速范围大、精度高、动态性能好、效率高、易控制等优点，且已比较成熟，因此已在世界各主要工业国得到普遍应用。图1.1 晶闸管-电动机直流调速系统（V-M系统） 但是，晶闸管还存在以下问题：（1）由于晶闸管的单向导电性，给系统的可逆运行造成困难；（2） 由于晶闸管元件的过载能力小，不仅要限制过电流和反向过电压，而且还要限制电压变化率（du/dt）和电流变化率(di/dt)，因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件；（3） 当系统处于深调速状态，即在较低速下运行时，晶闸管的导通角小，使得系统的功率因数很低，并产生较大的谐波电流，引起电网电压波形畸变，对电网产生不利影响；（4） 由于整流电路的脉波数比直流电动机每对极下的换向片数要小得多，因此，V-M系统的电流脉动很严重。1.1.2配合控制有环流可逆调速系统概述 有许多生产机械要求电动机既能正转，又能反转，而且常常还需要快速地起动和制动，这就需要电力拖动系统具有四象限运行的特性，也就是说，需要可逆的调速系统。较大功率的可逆直流调速系统多采用晶闸管-电动机系统。由于晶闸管的单向导电性，需要可逆运行时经常采用两组晶闸管可控整流装置反并联的可逆线路。采用两组晶闸管反并联的可逆V-M系统，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流。 配合控制消除平均直流环流的原则是正组整流装置处于整流状态，即为正时，强迫使反组工作在逆变状态，即为负，且幅值与相等，使逆变电压把整流电压顶住，则直流平均环流为零。1.2本设计主要任务1 =配合控制的有环流V-M可逆直流调速系统的研究2调速系统主电路参数计算及元件的确定（包括有整流变压器、晶闸管、平波电抗器以及各保护电路等）。3控制电路的设计（电流调节器、转速调节器、电流反馈、转速反馈以及转速微分负反馈的加入）。4辅助电路设计（限幅电路、反向器、直流稳压电源、给定以及操作回路）。5绘制=配合控制的有环流V-M可逆调速系统的电气原理总图。第2章 控制系统整体方案设计2.1 双闭环直流调速系统单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。 在单闭环直流调速系统中，电流截止负反馈环节是专门用来控制电流的，但它只能在超过临界电流值以后，靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击，并不能很理想地控制电流的动态波形。nId nIdlt0Idl a) 带电流截止负反馈的单闭环调速系统 b) 理想的快速起动过程图2-1 调速系统启动过程的电流和转速波形为实现转速和电流两种负反馈分别作用，直流双闭环调速系统中设置了两个调节器, 即转速调节器(ASR)和电流调节器(ACR), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间实行嵌套连接，且都带有输出限幅电路。转速调节器ASR的输出限幅电压决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压限制了电力电子变换器的最大输出电压。由于调速系统的主要被控量是转速, 故把转速负反馈组成的环作为外环, 以保证电动机的转速准确跟随给定电压, 把由电流负反馈组成的环作为内环, 把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE，这就形成了转速、电流双闭环调速系统。如图2-2所示： 图2-2 双闭环直流调速系统原理图图中U*n、Un转速给定电压和转速反馈电压 U*i、Ui电流给定电压和电流反馈电压 ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机 TA电流互感器 UPE电力电子变换器 图2-3 双闭环直流调速系统的稳态结构图 a转速反馈系数; b 电流反馈系数2.2=配合控制的有环流VM可逆调速系统 图2-4 三相桥式反并联电枢可逆线路 两组晶闸管由同一个交流电源供电，由两套触发器控制，当正组晶闸管装置VF供电时，电动机正转；当反组晶闸管装置VR供电时，电动机反转。 两组晶闸管装置组成的电枢可逆线路，具有切换速度快、控制灵活等优点，其经济性与用晶闸管开关切换的可逆线路差不多，因此成为可逆调速系统的主要形式，在要求频繁启动、制动和快速正反转的生产机械上得到了广泛的应用。环流的定义：采用两组晶闸管反并联的可逆V-M系统，如果两组装置的整流电压同时出现，便会产生不流过负载而直接在两组晶闸管之间流通的短路电流，称作环流，如图2-5所示。 图2-5 反并联V-M系统中的环流危害：一般地说，这样的环流对负载无益，徒然加重晶闸管和变压器的负担，消耗功率，环流太大时会导致晶闸管损坏，因此应该予以抑制或消除。利用：只要合理的对环流进行控制，保证晶闸管的安全工作，可以利用环流作为流过晶闸管的基本负载电流，使电动机在空载或轻载时可工作在晶闸管装置的电流连续区，以避免电流断续引起的非线性对系统性能的影响。在不同情况下，会出现下列不同性质的环流：（1）静态环流两组可逆线路在一定控制角下稳定工作时出现的环流，其中又有两类：直流平均环流由晶闸管装置输出的直流平均电压所产生的环流称作直流平均环流。瞬时脉动环流两组晶闸管输出的直流平均电压差为零，但因电压波形不同，瞬时电压差仍会产生脉动的环流，称作瞬时脉动环流。（2）动态环流仅在可逆V-M系统处于过渡过程中出现的环流。这里，主要分析静态环流的形成原因，并讨论其控制方法和抑制措施。为了防止产生直流平均环流，应该当正组处于整流状态时，强迫让反组处于逆变状态，且控制其幅值与之相等，用逆变电压把整流电压顶住，则直流平均环流为零。于是 且 其中和分别为VF和VR的控制角。由于两组晶闸管装置相同，两组的最大输出电压 是一样的，因此，当直流平均环流为零时，应有 或 如果反组的控制用逆变角表示，则 由此可见，按照上式来控制就可以消除直流平均环流，这称作 a 配合控制。为了更可靠地消除直流平均环流，可采用 配合控制的有环流直流可逆调速系统的电气原理图如图1所示。图中，主电路由两组三相桥式晶闸管全控型整流器反并联组成，并共用同一路三相电压。由于采用配合控制方式，在两组整流器之间没有直流环流，但还存在脉动环流，为了限制脉动环流的大小，在主电路中串入了四个均衡电抗器，用于限制脉动环流。平波电抗器 用于减小电动机电枢电流的脉动，减小电枢电流的断续区，改善电动机的机械特性。系统的控制部分采用转速和电流的双闭环控制。由于可逆调速电流的反馈信号不仅要反映电枢电流的大小还需要反映电枢电流的方向，因此电流反馈一般用直流电流互感器或霍尔电流检测器，在电枢端取电流信号。为了确保两组整流器的工作状态相反，电流调节器的输出Uc分两路，一路经正组桥触发器GTF控制正组桥整流器，另一路经倒相器AR 、反组桥触发器GTR控制反组桥整流器。图1 = 配合控制的有环流直流可逆调速系统的电气原理图为了防止晶闸管装置在逆变状态工作中逆变角太小而导致换流失败，出现“逆变颠覆”现象，必须在控制电路中采用限幅作用，形成最小逆变角保护。与此同时，对角也实施保护，以免出现而产生直流平均环流。通常取 主电路采用两组三相桥式晶闸管装置反并联的可逆线路，其中： 正组晶闸管VF，由GTF控制触发，反组晶闸管VR，由GTR控制触发。 正转时，VF整流；VR待逆变 反转时，VF待逆变；VR整流。工作原理：系统的起动和运行过程与不可逆双闭环调速系统相同，在突加给定信号为正时，正组桥工作于整流状态，反组桥工作于逆变状态，由正组桥向电动机提供正向电流，电动机经历电流上升、恒流升速和转速调节三个阶段后，进入正转稳定运行阶段，反组桥仅有少量脉动环流通过。在突加给定信号为负时，正组桥工作于逆变状态，反组桥工作于整流状态，由反组桥向电动机提供反向电流，电动机同样经历电流上升、恒流升速和转速调节三个阶段后，进入反转稳定运行阶段，而正组桥仅有少量脉动环流。可逆系统的特点在于反转制动过程，电动机反转需要改变转矩的方向，由改变转矩方向即需要改变电枢电流的方向，由于电枢回路存在着电感，电枢电流的流向改变则要经历电流的下降，和反向电流上升和建立的过程。由于电感是储能元件，电感储能与电流有关，因此电流下降就意味着电感储能的释放，电流上升就意味着电感的储能增加的过程。因此，电动机的反转制动过程可以分为本桥逆变、它组反接制动和它组回馈制动三个主要阶段，现以正转到反转的过程给予说明。(1) 本桥逆变阶段。 当转速给定由正变负时，转速调节器的输出即电流调节器的输入改变极性，从而电流调节器的输出改变符号，使正组桥从整流改变为逆变状态，反组桥从逆变改变为待整流状态，正转回路的电感能量释放，由电感反电动势维持电枢正转回路电流的流通，电动机的正向迅速电流下降，电感储能经正组桥(逆变状态)流向交流电源，而反组整流器由于不能通过反向电流，除少量脉动环流外，没有负载电流通过，处于待整流状态。因时间很短，电动机转速基本不变。 (2) 它组反接制动阶段。 当电动机的正向电流下降到零后，电感反电动势作用消失，处于整流状态的反组整流器开始输出电流，电枢电流开始反向，由于整流器输出电压与电动机反电动势的方向相间，电动机处于反接制动状态，电流上升很快。在这阶段中，电动机的转速开始下降，正组整流器同样由于不能通过反向电流，除少量脉动环流外，没有负载电流通过，处于待逆变状态。(3) 它组回馈制动阶段。在反接制动阶段中由于电流上升很快，当电流反馈大于电流给定值时，电流调节器的输出Uc 又改变极性，使正组整流器处于待整流状态，反组整流器处于逆变状态，这时由于电枢反电动势与整流器输出电压反向相反，且电枢反电动势大于整流器输出电压，这时回路的电流由电枢电动势产生，且经反组整流器(逆变状态)流向交流电源，电动机进入发电回馈制动阶段。这阶段的特点是电动机转速不断下降，电动机的惯性储能经反组整流器回输电网。随着转速的下降，电枢电动势也不断下降，但由于转速调节器的输出在电动机转速没有反向超调时，始终保持着最大限幅状态，这时电流调节器发挥作用，维持电动机以最大电流回馈制动，即电流调节器的输出随转速的下降而减小，力图保持最大的制动电流，取得最快的制动效果。 如果紧接着反转，的过程就会延续下去，直到反向转速稳定时为止。正转制动和反转启动完全衔接起来，没有间断或死区。 控制的有环流可逆调速方式，在实际应用中由于难以准确保持的状态，一旦出现时，就有可能产生直流环流，使整流器过载或损坏，故实际上并不采用，但研究控制的有环流可逆系统，对理解直流电动机的可逆过程有很大帮助。第3章 主回路设计3.1 主回路参数计算及元器件选择（一）3.1.1整流变压器的参数计算一般情况下，晶闸管变流装置所要求的交流供电电压与电网电压是不一致的，所以需要整流变压器，通过变压器进行电压变换，并使装置于电网隔离，减少电网于晶闸管变流装置的互相干扰。这里选项用的变压器的一次侧绕组采用联接，二次侧绕组采用Y联接。为整流变压器的总容量，为变压器一次侧的容量，为一次侧电压,为一次侧电流,为变压器二次侧的容量，为二次侧电压，为二次侧的电流，、为相数。为了保证负载能正常工作，当主电路的接线形式和负载要求的额定电压确定之后，晶闸管交流侧的电压只能在一个较小的范围内变化，为此必须精确计算整流变压器次级电压。1.整流变压器二次相电压的计算 式中 电动机额定电压； 带入数据得 V 取136V 因此变压器的变比近似为： 2.整流变压器一、二次侧相电流的计算（1） 二次侧相电流的计算 式中 二次侧相电流计算系数 整流器额定直流电流（A）。 （2） 一次侧相电流的计算 式中 变压器的变压比3.变压器的容量计算 变压器一次侧容量 。 变压器二次侧容量。一次相电压有效值取决于电网电压，所以变流变压器的平均容量为 对于本设计 = 设计时留取一定的裕量，可以取容量为的整流变压器。3.1.2. 整流元件晶闸管的选型选择晶闸管元件主要是选择它的额定电压 和额定电流。1.晶闸管额定电压对于本设计采用的是三相桥式整流电路，晶闸管按1至6的顺序导通，在阻感负载中晶闸管承受的最大电压， 而考虑到电网电压的波动和操作过电压等因素，还要放宽23倍的安全系数，则晶闸管额定电压计算结果： 取 式中 晶闸管可能承受的电压最大值（V）。2.晶闸管额定电流晶闸管额定电流的有效值大于流过元件实际电流的最大有效值。一般取按此原则所得计算结果的1.52倍。 已知 可得晶闸管的额定电流计算结果 ： 取16A 本设计选用晶闸管的型号为KP-20额定电压： 1000V 额定电流： 16A3.2.3电抗器的设计 为了限制整流电流的脉动、保持整流电流连续，通常在变流器的直流输出侧接入带有气隙的电抗器，称作平波电抗器。一个整流电路中，通常包含有电动机电枢电抗、变压器漏抗和外接电抗器的电抗三个部分。1. 电动机电枢电抗（mH) 2. 整流变压器漏感（mH) 3. 电抗器电感(mH) 3.3主回路参数计算及元器件选择（二）3.3.1过电压保护1. 交流侧过电压保护 图3-1 交流测过电压保护（阻容吸收保护） 阻容吸收保护通常在变压器二次侧并接电阻R和电容C串联支路进行保护。此种接法电容电阻的计算： 电容的耐压 电阻功率 通过电阻的电流 式中 S变压器容量（)； 变压器二次相电压有效值（V）； 变压器励磁电流百分比； 变压器的短路比； 阻容元件两端正常工作时交流电压峰值（V）。本系统 S=4.2 =136V =3A =3V1. 电容的计算 取52. 电阻的计算 取112. 直流侧过电压保护 图3-2 直流侧过于保护 直流侧过电压保护可以用阻容或压敏电阻，但采用阻容保护容易影响系统的快速性，并造成加大（上升率大会使SCR误导通）。因此，一般只用压敏电阻作过电压保护。压敏电阻标称电压按下式选择，即 式中 正常工作时加压敏电阻两端的直流电压（V）。则 所以压敏电阻选取额定电压440V的。选型：压敏电阻规格为10K681。3. 晶闸管过电压保护 为了抑制晶闸管的换相过电压，采用在晶闸管两端并联阻容保护电路的方法，如图3-3。阻容保护的元件参数可以根据表3-1列出经验数据选定。电容耐压值，通常按加在晶闸管两端工作电压峰值的1.11.5倍计算。电阻功率（W）为 式中 f电源频率（Hz） C电容值（） 晶闸管工作电压峰值（V）。表3-1 阻容保护的元件参数晶闸管额定电流/A1020501002005001000电容/0.10.150.20.250.512电阻/1008040201052图3-3 晶闸管过压保护晶闸管的额定电流则由表可得保护电容，。电容的耐压值 3.3.2过电流保护1. 交流侧过电流保护 1）交流一次侧过电流保护 交流一次侧过电流保护可通过断路器实现 图3-4 交流一次过电流保护低压断路器的冲击电流为 断路器的型号为：DZ52）交流二次侧过电流保护 图3-5 交流二次过电流保护额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，即 额定电流：则选型为RS3/250-20。2. 晶闸管过电流保护过电流是晶闸管电路经常发生的故障，是造成器件损坏的主要原因之一，因此，过电流保护应首先考虑。造成晶闸管过电流的主要因素有：电网电压波动太大，电动机轴上负载超过允许值，电路中管子误导通以及管子击穿短路简单游等。快速熔断器保护是最简单有效的过流保护器件，与普通熔断器相比，具有快速熔断的特性，在通常的发生短路后，熔断时间小于20ms，能保证在晶闸管损坏之前熔断自身而断开故障点，避免过电流烧坏管子。图3-6 晶闸管过电流保护快速熔断器的选择主要考虑以下两个方面：（1） 快速熔断器的额定电压应大于线路正常工作电压的有效值，即 取240V。（2） 快速熔断器的额定电流应大于等于被保护晶闸管额定电流。 则选型为RS3/250-20。3.4触发回路设计晶闸管触发电路的作用是产生符合要求的门极触发脉冲，保证晶闸管在必要的时刻由阻断转为导通。晶闸管触发电路往往包括触发时刻进行控制相位控制电路、触发脉冲的放大和输出环节。触发脉冲的放大和输出环节中，晶闸管触发电路应满足下列要求： （1）触发脉冲的宽度应保证晶闸管可靠导通，三相全控桥式电路应采用宽于60或采用相隔60的双窄脉冲。 （2）触发脉冲应有足够的幅度，对户外寒冷场合，脉冲电流的幅度应增大为器件最大触发电流35倍，脉冲前沿的陡度也需增加，一般需达12Aus。 （3）所提供的触发脉冲应不超过晶闸管门极的电压、电流和功率定额，且在门极的伏安特性的可靠触发区域之内。 （4）应有良好的抗干扰性能、温度稳定性及与主电路的电气隔离。本设计用到两组三相全控桥整流电路中有六个晶闸管，触发顺序依次为：VT1VT2VT3VT4VT5VT6，晶闸管必须严格按编号轮流导通，6个触发脉冲相位依次相差60O，可以选用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，即可形成六路双脉冲，再由六个晶体管进行脉冲放大，就可以构成三相全控桥整流电路的集成触发电路。1.三相全控桥整流电路的集成触发电路如图3-7。 图3-7 三相全控桥整流电路的集成触发电路2. 隔离电路 由于晶闸管在主回路中，与触发电路直接相连时易导通，所以要设计一个变压器隔离两部分电路。VD1、VD2用来消除负半周波。 图3-9 隔离电路3.电源触发电路需要+15V、15V的稳压电源（直流）和、同步信号，利用变压器将电网电压降压后接入。 图3-10 同步信号变压器3.5励磁回路设计 图3-11 励磁回路设计本设计要求励磁额定电压220V，则可通过三相半波进行整流，通过RP进行 电压调节，使励磁线圈两侧电压为220V。欠电流继电器可以进行失磁保护，当电流小于某一数值时将电路断开，防止因失磁而引起飞车现象。 第4章 控制回路设计4.1 电流环设计1.电流环结构框图的化简转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变。所以在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即DE0。这时，电流环如图4-1所示。 图4-1电流环的动态结构框图及其化简（忽略反电动势的动态影响） 忽略反电动势对电流环作用的近似条件是式中 ci电流环开环频率特性的截止频率。 如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) /b ，则电流环便等效成单位负反馈系统。如图3-5所示。图4-2电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统） 最后，由于Ts 和 Toi 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 Ti = Ts + Toi 三相桥式电路的平均失控时间为： 电流滤波时间常数。三相桥式电路的每个波头的时间是3.3ms，为了基本滤平波头，应有（12）=3.33ms，因此取 =0.002s电流环小时间常数之和 Ti = Ts + Toi=0.0037s。电流环结构图最终简化成如图3-6所示。简化的近似条件为 图4-3电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理）2.电流调节器结构的选择根据设计要求：稳态静差率,超调量，可按典型I型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器其传递函数为： 式中 电流调节器的比例系数； 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 i=Tl则电流环的动态结构图便成为图4-4所示的典型形式，其中 图4-4 校正成典型I型系统的电流环回路总电阻： 回路总电感： 则电枢回路电磁时间常数： 电动势系数： 额定励磁下电动机的转矩系数： 电力拖动系统机电时间常数： 3.电流调节器的参数 电流调节器超前时间常数：i=Tl=0.011s。电流环开环增益：要求时，表4-1 典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系KT0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%上升时间6.6T4.7T3.3T2.4T峰值时间8.3T6.2T4.7T3.6T相角稳定裕度76.369.965.559.251.8截止频率0.243/T0.367/T0.455/T0.596/T0.786/T按表 4-1 应取=0.707，因此 选择给定信号： 选择转速环限幅电压： 选择电流环限幅电压： 则电力电子变换器的电压放大系数： 则电流反馈系数： ACR的比例系数为： 4.检验近似条件 电流环截至频率： 1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件满足近似条件。2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件 不满足近似条件。3）电流环小时间常数近似处理条件 满足近似条件。5.计算调节器电阻和电容含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器如图3-8所示：其中为电流给定电压，为电流负反馈电压，为电力电子变换器的控制电压。 图4-5 PI型电流调节器由图4-5，所用运算放大器取，各电阻和电容值为 ，取6K ，取 1.9 取 0.2按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为，满足设计要求。4.2转速环设计4.2.1 转速调节器的设计1.电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图4-4可知 忽略高次项，可降阶近似为 近似条件为 式中 转速环开环频率特性的截止频率。 接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为 2.转速调节器结构的选择用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图4-6所示。图4-6转速换的动态结构框图及其化简（用等效环节代替电流环）和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/a，再把时间常数为1/KI 和 T0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节。（1） 电流环等效时间常数 （2） 转速滤波时间常数 （3） 转速环节小时间常数 0.0074+0.01=0.0174s 则转速环结构框图可简化为图4-7所示。 图4-7转速换的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理）按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为 式中 转速调节器的比例系数； 转速调节器的超前时间常数。这样，调速系统的开环传递函数为 令转速环开环增益为 则 不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如图4-8 图4-8转速换的动态结构框图及其化简（校正后成为典型型系统）3.计算转速调节器参数按跟随和抗扰性能都较好的原则，取，则ASR的超前时间常数为50.0174s=0.087s转速开环增益 转速环系数： ASR的比例系数 4.检验近似条件转速环截止频率 1）电流环传递函数简化条件为 满足简化条件。2） 转速环小时间常数近似处理条件为 满足简化条件。5.计算调节器电阻和电容含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器如图4-9所示： 图4-9 含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器其中为转速给定电压，为转速负反馈电压，：调节器的输出是电流调节器的给定电压。取，则 取230K 取 0.4 取 26.校核转速超调量 当时，不能满足设计要求。应按ASR退饱和的情况重新计算超调量。7. 按ASR退饱和重新计算超调量 调速系统开环机械特性的额定稳态速降： 过载倍数=1.5，理想空载转速时，n=0查表得，h=5时，Cmax/Cb=81.2%，则 10%不能满足设计要求，应当加入转速微分负反馈。4.2.2 转速超调的抑制转速微分负反馈 在转速调节器上增设转速微分负反馈，加入这个环节可以抑制甚至消灭转速超调，同时可以大大降低动态速降。 在双闭环调速系统中，加入转速微分负反馈的转速调节器原理图如图4-10所示。 图4-10带转速微分负反馈的转速调节器 和普通的相比，在转速反馈环节并联了微分电容和滤波电阻，即在转速负反馈的基础上再叠加一个带滤波的转速微分负反馈信号。 图4-11 转速微分负反馈对启动过程的影响 在转速变换过程中转速负反馈和转速微分负反馈两个信号一起与给定信号 相抵，将比普通双闭环系统更早一些的时刻到达平衡，开始退饱和；图中的曲线1为普通双闭环的起动程，当t=时，n到达给定值，ASR开始退饱和，其后转速必然有超调。加入转速微分后，退饱和提前到T点，所对应的转速比低，就提早进入了线性闭环系统的工作状态，在时转速虽继续上升，但有可能不出现超调就趋于稳定，如图曲线2。 图4-12 带转速微分负反馈的转速换动态结构框图 待定的参数是和，由于，。而且已选定，只要确定，就可以计算出和。 转速微分时间常数 转速微分滤波时间常数 的近似工程计算公式为： 无超调时的微分时间常数应该是