隙带电压基准的设计--毕业设计.doc

摘 要基准电压源是模拟电路设计中广泛采用的一个关键的基本模块。所谓基准电压源就是能提供高稳定度基准量的电源，这种基准源与电源、工艺参数和温度的关系很小，但是它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。本文的目的便是设计一种基于CMOS带隙基准电压源。本文首先介绍了基准电压源的国内外发展现状及趋势。然后详细介绍了MOS器件的基本原理、基准电压源电路原理，并对不同的带隙基准源结构进行了比较。在带隙基准电压基准电路设计中，首先对所采用的h05mixddst02v13库中的阈值电压、沟道长度调制系数、跨导参数进行提取，对衬底pnp管的温度特性进行分析，再对电路中的各个管子的宽长比、电容、电阻值进行手动计算，最后通过Hspice软件对电路进行仿真验证。模拟和仿真结果表明，电路实现了良好的温度特性，0100温度范围内，基准电压温度系数大约为0.25mV/，输出电压为1.0V。关键词：MOS器件；带隙基准电压源；参数提取；温度系数；输出电压； AbstractThe reference voltage source is a vital basic module is widely used in analog circuit design. The reference voltage source is able to provide high stability reference amount of power, the reference source and power supply, process parameters and the temperature is very small, but its temperature stability and anti-noise performance affects the precision and performance of the whole system. The purpose of this paper is the design of a CMOS bandgap voltage reference based on.This paper first introduces the present situation and development trend of voltage reference at home and abroad. And then introduces the basic principle of MOS device, reference voltage source circuit principle, and the bandgap structure were compared with different. In the bandgap voltage reference circuit design, first on the threshold voltage, the h05mixddst02v13 Library of the channel length modulation coefficient, transconductance parameter extraction, analysis of temperature characteristics of a substrate of PNP pipe, the pipe of each circuit in the ratio of width to length, capacitance, resistance value for manual calculation, finally the circuit was simulated by Hspice software.Simulation results show that, circuit has good temperature performance, 0 100 temperature range, the temperature coefficient of the reference voltage is about 0.25mV/ , the output voltage is 1.0V.Keywords: MOS device; bandgap voltage reference; extraction; output voltage temperature coefficient;III目录0 前言11 MOS器件原理31.1基本概念31.1.1 MOSFET的结构31.2 MOS的I/V特性41.2.1 阈值电压41.3 二级效应51.3.1 体效应51.3.2 沟道长度调制61.3.3 亚阈值导电性61.3.4 电压限制72 基准电压源电路原理82.1基准电压源的结构82.1.1直接采用电阻和管分压的基准电压源82.1.2有源器件与电阻串联组成的基准电压源92.1.3带隙基准电压源112.2带隙基准电压源的基本原理112.2.1与绝对温度成正比的电压122.2.2负温度系数电压VBE132.3带隙基准源的几种结构142.3.1 widlar带隙基准源142.3.2 Brokaw带隙基准源152.3.3使用横向BJT的CMOS带隙基准源153 基准电压源电路设计173.1基准源的整体结构173.2参数提取173.2.1 MOS管阈值电压的提取173.2.2 MOS管的跨导参数193.2.3 MOS管的沟道长度调制效应系数203.3运算放大器电路结构以及尺寸计算223.3.1运算放大器结构及指标223.3.2根据运放手动计算233.4带隙电压基准电路结构以及计算303.4.1带隙电压基准核心电路303.4.2 Vbe结的温度系数及结电压的计算303.4.3 Vbe的温度系数计算313.4.4带隙电路零温度系数的计算334 电路仿真344.1仿真工具介绍344.2失调电压仿真验证344.3输入共模范围354.4幅频相频特性364.5带隙电压基准核心电路仿真365 结论37致谢38参考文献39附录 A：40附录 B：46附录 C：55辽宁工程技术大学毕业设计（论文）0 前言基准电压源(Reference Voltage)是指在模拟电路或混合信号电路中用作电压基准的具有相对较高精度和稳定度的参考电压源。它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。模拟电路使用基准源，或者是为了得到与电源无关的偏置，或是为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的性能稳定，可见基准源是子电路不可或缺的一部分，因此也可以说性能优良的基准源是一切电子系统设计最基本和最关键的要求之一。随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路基本模块，如A/D、D/A转换器、滤波器以及锁相环等电路提出了更高的精度和速度要求，这样也就意味着系统对其中基准电压源模块提出了更高的要求。另外，基准电压源是电压稳压器中的一个关键电路单元，它也是DC-DC转换器中不可缺少的组成部分；在各种要求较高精确度的电压表、欧姆表、电流表等仪器中都需要电压基准源1。近年来，国内外对CMOS工艺实现的电压基准源作了大量的研究，发表了大量的学术论文，其中的技术发展主要表现在如下几个方面。1低电压工作的基准电压源SOC(Signal Operation Control)的主流工艺是CMOS工艺,目前，5V(0.6um)、3.3V (0.35um)、1.8V(0.18um)、1.5V(0.15um)、1.2V(0.13um)、0.9V(0.09um)等电源电压已经得到广泛的使用。随着手提设备对低电源需求的不断增加，设计低压工作的电压基准源成为当前基准源研究的热点。由于传统带隙电压基准源的带隙电压为1.2V左右，所以，对于电源电压低于1.2V的基准设计必须采用特殊的电路结构，许多文献2都提出了输出基准电压低于1.2V的电路结构。采用这些电路结构后主要的工作电压限制通常来自于运放的工作电压，不同运放的电路结构和MOS管衬底效应造成的高阈值电压是限制工作电压的主要因素。2低温度系数的基准电压源低温度系数的基准电压源对于要求精度高的应用场合比较关键，比如说对于高精度的A/D、D/A结构，高精度的电流源、电压源等。对于普通的一阶温度补偿的带隙结构的温度系数一般在20ppm/50ppm/，因此，设计低温度系数的基准电压源一般必须进行高阶温度补偿。目前出现的高阶补偿技术包括环路曲率补偿法，非线性曲率补偿法，基于电阻比值的温度系数的曲线补偿方法。3高电源抑制比的基准电压源在数模混合集成电路中，电路中可能存在高频噪声和数字电路产生的噪声对模拟电路产生信号干扰的现象。在混合电路中，电压基准源应该在较宽的范围内具有良好的电源抑制比性能，有些设计中使用运放结构的带隙基准技术，在直流频率时的PSRR(Power Supply Rejection Ratio，电源抑制比)可达-110dB，在1MHz的PSRR达-70dB;而使用无运放负反馈结构的带隙基准，在1KHz的PSRR为-95dB，在1MHz的PSRR为-40dB。4低功耗的基准电压源低功耗设计对于依靠电池工作的便携设备具有非常重要的意义，低功耗电路可以延长电池的使用寿命。有些设计中的电路功耗可达220uW。传统的基准源是基于稳压二极管的原理制成，但由于它的击穿电压一般都大于现在电路中所用的电源，已经不再常用。20世纪70年代初，Widlar首先提出带隙基准电压源的概念和基本设计思想，由于其在电源电压、功耗、稳定性等方面的优点，得到了广泛的应用。现在拥有带隙基准源的集成电路已广泛应用于军事装备、通讯设备、汽车电子、工业自动化控制及消费类电子产品等领域。随着微电子技术的不断发展，现阶段常用集成电路的制作工艺主要有两种: 双极工艺和CMOS工艺。双极性工艺是集成电路中最早成熟的工艺，其集成电路具有较快的器件速度，适合高速电路设计，但相对来说，器件功耗较大；CMOS工艺技术是在PMOS与NMOS工艺基础上发展起来的，由于CMOS电路具有功耗低、器件面积小、集成密度大等优点，已经逐渐发展成为当代VLSI(超大规模集成电路)工艺的主流工艺技术，因此，在本文在设计高精度的带隙基准电压源时，就采用了CMOS工艺技术。 为了设计一种高精度CMOS带隙基准源，本文将首先着手于研究带隙基准源的原理和提高带隙基准源性能的方法，再对高精度的CMOS带隙基准源进行完整设计分析，然后借助HSPICE对电路进行模拟仿真，包括带隙基准源的核心电路、电源抑制比电路、快速启动电路等。本文的主要内容如下：1）介绍CMOS带隙基准源的现状、发展趋势以及本课题研究目的意义；2）介绍MOS器件基本原理，基准源的分类，详细分析带隙基准源的基本原理和几种基本框架，并分析其优缺点；3）对CMOS带隙基准源进行设计分析，参数提取；4）利用软件进行仿真；1 MOS器件原理在现代的IC工业中，必须充分地掌握半导体器件的知识。而这一点对于模拟电路的设计比对于数字电路更为重要，因为在模拟电路设计中，我们不能把晶体管等效为一个简单的开关，晶体管的许多二级效应直接影响其性能。而且，因为IC技术的每代更新都使器件尺寸按比例缩小，所以这些效应就变得更加重要了3。1.1基本概念1.1.1 MOSFET的结构N型MOS（NMOS）器件制作在p型衬底上（衬底也称作bulk或者body），两个重掺杂n区形成源端和漏端，重掺杂的（导电的）多晶硅区（通常简称poly）作为栅，一层二氧化硅使栅与衬底隔离。器件的有效作用就发生在栅氧下的衬底区。注意，这种结构中的源和漏是对称的。源漏方向的栅的尺寸叫栅长L，与之垂直方向的栅的尺寸叫做栅宽W。由于在制造过程中，源/漏结的横向扩散，源漏之间实际的距离略小于L。定义，式中称为有效沟道长度，是沟道总长度，而是横向扩散的长度。与氧化层厚度对MOS电路的性能起着非常重要的作用。因此，MOS技术发展中的主要推动力就是不是器件的其他器件参数退化而一代一代的减少这两个尺寸。从简单的角度来看，PMOS器件可通过将所有掺杂类型取反来实现，在实际中，NMOS和PMOS器件必须在同一晶片上，也就是说做在相同的衬底上。NMOS和PMOS晶体管的区别在于每个PFETs可以出于各自独立的n阱中，而所有NFETs则共享同一衬底。1.2 MOS的I/V特性分析MOSFETs中电荷的产生和传输，建立它们与各端电压之间的函数关系。目的是推导出I/V特性方程，这样我们就能够将抽象级别从器件物理级提升到电路级。1.2.1 阈值电压阈值电压是在MOS管形成反型沟道时，导电沟道载流子浓度等于衬底浓度时所形成的栅源电压。当栅压从0V上升时，p衬底中的空穴被赶离栅区而留下负离子以镜像栅上的电荷。就是形成了一个耗尽层。在这种情况下，由于载流子而无电流流动。随着的增加，耗尽层宽度和氧化物与硅界面处的电势也增加。当界面电势达到足够高时，电子便从源流向界面并最终流到漏端。这时，源和漏之间的栅氧下就形成了载流子“沟道”，同时晶体管“导通”。我们也称之为界面的“反型”。形成沟道所对应的称之为“阈值电压”，： （1.1）是多晶硅栅和硅衬底的功函数之差的电压值， q是电子电荷，是衬底的掺杂浓度，是耗尽区的电荷，是单位面积的栅氧化层电容。由pn结理论可知，其中表示硅的介电常数。由于6.9fF/。为漏电流，为漏源电压，为n沟道器件的表面迁移率，为单位面积栅氧化物电容，W为有效沟道宽度，L为有效沟道长度，为阈值电压，有： （1.2） 其中为过驱动电压，称W/L为宽长比,以上两等式是 CMOS模拟电路设计的基础，它描述了与工艺常数，器件的尺寸 W 和 L 以及栅和漏相对于源的电位之间的关系。当时，就有沟道，加入，就有。当时，沟道增宽，进一步增加。当时，沟道变窄，减小。1.3 二级效应1.3.1 体效应从公式我们知道，阈值电压是耗尽层电荷总数的函数，因为在反型层形成之前，栅极电荷必定镜像。因此，随着的下降，增加，也增加。这称为“体效应”或“背栅效应”9。可以证明，在考虑体效应后，为式中，称为体效应系数，是源衬电势差1。的典型值在到之间。产生体效应，并不需要改变衬底电势：源电压相对于发生改变，会产生同样的现象。现在假设衬底接地而且体效应很显著。那么当增加时，会变得更正，源和衬底之间的电压差将增大，导致的值增大。体效应通常是我们所不希望有的。阈值电压的变化经常会使模拟电路（或数字电路）设计复杂化。器件工艺学家通过权衡和来使取一个合理的值。1.3.2 沟道长度调制在式子中，我们注意到，当栅和漏之间的电压差增大时，实际的反型沟道长度逐渐减小。也就是说，实际上是的函数。这一效应称为“沟道长度调制”。定义，即,并且假设和之间的关系是线性的，如，在饱和区，我们得到式中是沟道长度调制系数。对于较长的沟道，值较小。饱和状态下与的关系似乎让人觉得：可以通过选择适当的漏-源电压来确定MOSFET的偏置电流，以允许自由的选择。然而，由于漏电流随的变化非常缓慢，所以不用漏-源电压来确定电流。1.3.3 亚阈值导电性在分析MOSFET时，我们一直假设：当下降到低于时器件会突然关断。实际上，时，一个“弱”的反型层仍然存在，并有一些源漏电流。甚至当，也并非是无限小，而是与呈现指数关系2，3。这种效应称作“亚阈值导电”。当大于200mV左右时，这一效应可用公式表示为式中，是一个非理想因子，。我们也称器件工作在弱反型区。这里的关键是当下降到低于时，漏电流以有限的速率下降。对于的典型值，在室温时，要使下降一个数量级，必须下降约80mV。例如，如果在低压工艺中选择0.3V为阈值电压，那么当下降到0时，漏电流仅下降到。亚阈值导电会导致较大的功率损耗（或者是模拟信息的丢失）。1.3.4 电压限制如果MOSFETs的端电压差超过某一特定值，则会发生各种击穿效应。在高的栅-源电压下，栅氧将发生不可恢复的击穿，从而毁坏晶体管。在短沟道器件中，一个相当大的源-漏电压会使漏极周围的耗尽层变宽，结果耗尽层会达到源区周围，从而产生一个很大的漏电流（这一效应应称为“穿通”效应）。2 基准电压源电路原理基准源主要分为基准电压源和基准电流源，而基准电压源的性能参数主要有温度系数、电源抑制比和功耗等。2.1基准电压源的结构2.1.1直接采用电阻和管分压的基准电压源如图2.1所示的基准电压源可以说是最简单的基准源。 (a)采用电阻分压的基准电压源 (b)采用管分压的基准电压源 图 2.1采用电阻和管分压的基准电压源 对图2.1(a)，有 (2.1) (2.2)其中，表示电源电压幅度敏感系数。对图2-1（b），有 (2.3)其中，代表PMOS管的宽长比，代表NMOS管的宽长比。若有，则它的输出基准电压对电源电压非常敏感，而且对温度也非常敏感，所以它的应用受到很大的限制。图2-2电源电压敏感系数小于1的简单电压源若要得到电源电压敏感系数小于1的电路结构，就要像图2.2那样设计电路，在电路中提供相对稳定的电流，才能减小基准电压对电源电压的依赖。2.1.2有源器件与电阻串联组成的基准电压源通过以上的分析，为了能设计出简单的基准电压源，人们设计出了有源器件与电阻串联组成的基准电压源，如图2.3和图2.4所示。图2.3电阻与MOS管串联的基准电压源图2.4电阻与双极晶体管串联的基准电压源在图2.3中，得到： (2.4) (2.5)齐纳二极管工作在反向偏置区时，在稳定的电压下，它的电流也是稳定的，而且随着电压的增加，电流会迅速的增加。因此使用这种基准时，必须提供恒定的电流。最基本的形式就是由电源和电阻来完成，如图2.5所示。图2.5 齐纳二极管构成的电压基准源 (2.6) (2.7)是击穿二极管在击穿点Q（如图2.6）的小信号阻抗。图2.6 齐纳二极管工作特性反向击穿发生在电压为的时候，变化范围为6V8V(如图2.7)，值的大小取决于n+区和p+区的掺杂浓度。击穿电压的温度系数会随着击穿电压BV的值变化，齐纳击穿电压的温度系数为负，雪崩击穿电压的温度系数为正。通过选择合适的正温度系数就可以抵消掉二极管的结压降负温度系数（约为-2.0mV/）。通过选择合适的偏置电流，就可以获得接近零温度系数的基准电压。然而这种基准源的应用越来越少，因为它们使用起来有点困难：精度不高，噪声大，输出基准电压对电流和温度都有较大的依赖性。 图2.7 的温度系数与的关系2.1.3带隙基准电压源带隙基准电压源的性能较其它基准电压源有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小，可以获得从1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙原理上，因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低，能保持很小的温度系数而且具有较高的稳定性。同时，带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小，电源电压抑制比比较大，输出电压受电源电压的影响很小。由于以上优点使带隙基准电压源得到广泛的应用，本文所采用的就是带隙基准电压源，下面详细分析带隙基准电压源的原理5。2.2带隙基准电压源的基本原理图2.8是带隙基准电压源的原理图。由室温下温度系数为-2.0mV/的pn结二极管产生电压；同时也产生一个热电压（T=KT/q），它与绝对温度成正比（PTAT），它在室温下的温度系数为+0.085mV/。如果电压乘以常量K加上电压，则输出电压为： (2.8)式(2.8)对温度求导，用和的温度系数求出理想的不依赖于温度的K值。/ , /,则K=2.2/0.085=23.5,在理论实现零温度系数，此时由于该电压等于硅的带隙电压（外推到绝对温度），所以这类基准电路也叫“带隙”基准电路。图2.8 与补偿原理2.2.1与绝对温度成正比的电压早在1964年人们就认识到，如果两个双极晶体管在不相等的电流密度下工作，那么它们的基极-发射极电压的差值就与绝对温度成正比。 图2.9 与绝对温度成正比的电压的产生如图2.9所示，如果两个同样的晶体管(IS1=IS2)偏置的集电极电流分别为和，忽略它们的基极电流，则有,因此，的差值与绝对温度成正比。2.2.2负温度系数电压VBE有公式知 。其中，是硅的带隙势垒，,T是绝对温度，是参考温度，单位为K，是与温度不相关的常数，是发射极面积，是基区宽度，是基区掺杂浓度，是基区少数载流子平均迁移率，4-m，是温度指数。当T=时，其中是硅在温度时的带隙势垒。为了简化分析，假设不随温度变化，且，将的表达式代入式就可以得到： 等式两边对温度求导： (2.9) (2.10)可见，的温度系数本身与温度有关，如果正温度系数的量表现出一个固定的温度系数，那么在恒定电压基准的产生电路中就会产生误差。因此，只有在一阶近似的情况下，基准的温度系数才可以认为是很小的8。2.3带隙基准源的几种结构2.3.1 widlar带隙基准源第一个带隙基准源由Robert widlar于1971年提出，其结构如图2.10所示：由图2.10可列方程如下： (2.11)假设，则由式(2.11)可化简为 (2.12) 输出基准电压的表达式如下： (2.13)这就是Widlar带隙基准电压的表达式。式中第一项具有负的温度系数，第二项具有正的温度系数，合理地设置R1，R2，R3，IS1和IS2的值，就可使正、负温度系数相互抵消，从而实现零温度漂移。这种结构的缺点是电源电压比较高，而且难以保证电流比不随温度变化4。图2.10经典Widlar带隙基准源2.3.2 Brokaw带隙基准源电路结构如图2.11所示，该电路结构的负反馈环使用了运放以减小两个支路电流比值的温漂。图2.11中,和的发射极面积之比为N，输出电压可表示为： （2.14）假定集电极电阻和完全相同，由于运算放大器输入端“虚短”，和的集电极电流就相等。电阻上的压降等于和的发射极电压差,因此输出电压又可以表示为：（2.15）从式（2.15）可以看出，通过选择合适的N值及和的比值，也可以实现正负温度系数相互抵消。与Widlar带隙基准源的表达式（2.13）相比，在对数项中的比不存在，需要调整参量变少，同时与电源电压无关，所以基准源的精度就提高了。Brokaw电路结构的缺点是电源抑制比不高且功耗较大。 图2.11 Brokaw带隙基准源2.3.3使用横向BJT的CMOS带隙基准源图2.12是使用横向BJT的CMOS带隙基准源，则流过R2的电流I2为： (2.16)由于电流镜的镜象而使，则有 （2.17）此电路结构的缺点是VREF受电源电压的影响比较大。图2.12使用横向BJT的CMOS带隙基准源从以上的讨论中，我们能看出是带隙基准源一个很重要的参数，它的温度特性在带隙基准源中扮演着很重要的角色，因此下一节将要详细分析的温度特性和精密补偿的方法6。3 基准电压源电路设计3.1基准源的整体结构基于CMOS的带隙电压基准设计电路主要包括：带隙核心电路，偏置电路以及二级运放电路构成。图3.1基准源整体电路其中M8-M13构成与电源电压无关的偏置电路。M1-m7组成了两级运算放大器，其中M1,M2,M3,M4、5构成第一级放大，为了避免体效应采用了PMOS作为差分输入对，3，4作为电流镜为差分输入管的负载，5管工作在饱和区，为差分对提供恒定的尾电流源。M7作为第二级放大的输入管，M6作为M7的有源负载。M6，7具有放大作用，同时也充当了运放的输出级。R2、cc为运放的补偿电阻和电容，使得运放工作在闭环状态时，具有良好的稳定性。R345q12，是带隙基准的核心电路，通过计算和仿真可以确定各个阻值，得到与温度无关的输出电压。在电路设计过程中首先要进行参数提取，本设计采用h05mixddst02v13工艺，因此首先对h05mixddst02v13库中的阈值电压，跨导参数以及沟道长度调制效应系数等数据进行参数提取。下面开始进行参数提取以及手动计算的具体过程。3.2参数提取3.2.1 MOS管阈值电压的提取在参数提取过程中我们用到h05mixddst02v13库文件（1） NMOS阈值电压通过Hspice仿真可以看出当电压超过0.687V后，曲线明显向上倾斜，所以NMOS的阈值电压为： （2） PMOS阈值电压 通过仿真可以得出当电压超过-1.04后曲线明显趋于平稳，保持一条直线。所以PMOS的阈值电压为：3.2.2 MOS管的跨导参数同样是在h05mixddst02v13库文件下（1）NMOS的跨导参数 在饱和区中，忽略沟道长度调制效应，ID 可近似看成：取W/L=1，则上图是随变化的曲线，则随变化的斜率就是。在图中取两个点（1，1.78e-3）（1.5，4.75e-3），求出斜率：（2）PMOS跨导参数在饱和区中，忽略沟道长度调制效应，可以近似看成：取，则上图是随变化的曲线，则曲线斜率就是。在图中取两个点（-1.70,2.17e-3）（-1.50,-1.42e-3）,求出斜率：3.2.3 MOS管的沟道长度调制效应系数（1）NMOS沟道长度调制效应系数 当管子进入饱和区后，漏极电流随VDS变化的斜率就是。在图中取两点（1.5，5.63e-5）（2.49,5.89e-5）,求当L=0.6时，斜率：（2）PMOS沟道长度调制效应系数当管子进入饱和区后，漏极电流随VDS变化的斜率就是，在图中取两点（-2.00，10.5e-6）,（-1.00,-9.23e-5）,求出斜率：表1 MOS管参数NMOSPMOS阈值电压跨导参数沟道长度调制效应系数3.3运算放大器电路结构以及尺寸计算3.3.1运算放大器结构及指标表2 运算放大器性能指标性能单位数值小信号低频电压增益V/V5000单位增益带宽MHz10相位裕度度60转换速率SRV/us10建立时间ns80共模抑制比dB80电源电压V5输入共模范围V1.5-3.4电压输出范围V0.3-4.7负载电容pF10功耗mW15电源电压抑制比dB80运算放大器（简称运放）是许多模拟系统和混合信号系统中的一个完整部分。大量的具有不同复杂程度的运放被用来实现各种功能：从直流偏置的产生到高速放大或者滤波。伴随着每一代CMOS工艺，由于电源电压和晶体管沟道长度的减小，为运放设计不断提出复杂的课题。二级运放结构，提高增益，运放中的电源抑制和噪声的影响7。3.3.2根据运放手动计算1. 补偿电容Cc的确定。为了满足获得60的相位裕量，Cc的最小值有下面的要求：这里我们取。2. 通过转换速率SR求M5漏电流假设补偿电容Cc=5pF,因为SR=/Cc所以=SR*Cc=10V/us*5pF=50uA由于流过M5的电流是50uA，所以流过M1、M2、M3、和M4的电流分别是25uA。3. 通过MOS管的饱和区线性区临界过驱动电压求M5的宽长比（W/L）,M5工在饱和状态，则： 当M5处于线性区和饱和区临界时，过驱动电压Veff5:根据最大共模输入电压3.4V，4. 通过MOS管的饱和区和线性区临界过驱动电压求M6的宽长比根据最大输出电压4.7V，假设5. 求M7的宽长比（W/L）根据最小输出电压为0.3V，6. 求M3和M4的宽长比（W/L）、（W/L）在静态偏置状态：静态时因此：因为：、所以：7. 求M1和M2的宽长比（W/L）、(W/L)由于单位增益带宽，Cc为补偿电容，假设Cc=5pF所以Gm1为M1管的跨导，计算到这里需要验证一下：为了有60相位裕度，假定输出极点设置在2.2GB跨导gm7应该满足：显然gm7不满足，因此修改gm7电流值和宽长比。重复4，5，6步骤。如下：8通过MOS管的饱和区和线性区临界过驱动电压求M6的宽长比根据最大输出电压为4.7V，假设9.求M7的宽长比根据最小输出电压为0.3V，10.求M3和M4的宽长比、在静态偏置状态：静态时因此：因为：、所以：11.求偏置电路中M8-M13各个管子的宽长比为了降低运放的功耗，偏置电流镜电路采用与查分尾电流比例为1/10的电流设置。所以偏置电路中M8-M13各个管子都工作在饱和区，且,并且如果R1=1K,则如果,则。12.各个管子的尺寸：表3 管子参数宽长比计算值取值M*(W/L)M161.66231*4/2M261.66231*4/2M3882*8/2M4882*8/2M534.7357*10/2M6138.8814028*20/4M763.496416*16/4M87714/2M97714/2M107714/2M117714/2M127714/2M137.749816/213.手工验证（1） 小信号低频增益第一级增益：第二级增益：:管子的跨导。前面求得gm1=0.314mS ro:管子的输出电阻二级运放总增益：（2）静态功耗 3.4带隙电压基准电路结构以及计算3.4.1带隙电压基准核心电路3.4.2 Vbe结的温度系数及结电压的计算通过Hspice进行仿真可以得到pnp管Vbe结的温度系数及工作电流下的Vbe结电压，分析下图可得：从图中可以看到，在不同的工作电流下，pnp管Vbe结都呈现负温度系数。工作电流不同温度系数略有不同。选择工作电流200uA下的Vbe结。选择工作电流200uA下的Vbe结的温度特性曲线，取两点，坐标分别为：（20，0.813），（60，0.748）因此，工作电流200uA条件下，Vbe结的温度系数是：20下，工作电流200uA条件下，Vbe结电压为：3.4.3 Vbe的温度系数计算接下来对结进行仿真，可以得到下图：取两点（20，0.0468），（60，0.0528）计算得到结的温度系数：3.4.4带隙电路零温度系数的计算利用前面得到的正负温度系数的电压，我们现在可以设计出一个令人满意的零温度系数的基准。我们有，这里是两个工作在不同电流密度下的双极晶体管的基极-发射极电压的差值。为了得到零温度系数，我们由电路可知：这里有,则因为,因此有所以4 电路仿真4.1仿真工具介绍模拟电路由于其在性能上的复杂性和电路结构上的多样性，对仿真工具的精度、可靠性、收敛性以及速度等都有相当高的要求。国际上公认的模拟电路通用仿真工具是美国加利福尼亚大学伯克利(Berkeley)分校开发的通用电路模拟程序SPICE( Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)，目前享有盛誉的EDA公司的模拟电路仿真工具，都是以SPICE为基础实现的。其中以美国原 Meta Software公司的HSPICE和Micro Sim公司的PSPICE最为流行。HSPICE是Meta软件公司推出的工业级电路分析产品，它能提供电路在稳态、瞬态及频域状态下所进行的模拟仿真，包括直流工作点和直流传输特性分析、交流小信号分析、噪声分析、瞬态分析、傅立叶分析、灵敏度分析、温度分析、最坏情况分析以及蒙特卡罗分析等等。采用HSPICE可从直流到大于100GHZ的微波范围内对电路作精确的模拟、分析10。4.2失调电压仿真验证一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。由上图取点可知失调电压为输出电压范围0.23-4.69V4.3输入共模范围输入共模范围：0.133-3.49V4.4幅频相频特性单位增益带宽：17MHz相位裕度：56度低频增益：80dB4.5带隙电压基准核心电路仿真如图为核心电路电压随温度变化曲线在0